Flexibler Modulator und Digitalverstärker-MMIC für den energieeffizienten Betrieb einer digitalen Sendekette im GHz-Bereich vorgelegt von Dipl.-Ing. Florian Hühn ORCID: 0000-0002-6869-0699 von der Fakultät IV – Elektrotechnik und Informatik der Technischen Universität Berlin zur Erlangung des akademischen Grades Doktor der Ingenieurwissenschaften – Dr.-Ing. – genehmigte Dissertation Promotionsausschuss: Vorsitzender: Prof. Dr.-Ing. Friedel Gerfers Gutachter: Prof. Dr.-Ing. habil. Wolfgang Heinrich Prof. Dr.-Ing. Manfred Berroth Univ.-Prof. Dr. sc. techn. Renato Negra Tag der wissenschaftlichen Aussprache: 06.02.2020 Berlin 2020 III Abstract Microwave switch-mode amplifiers have the potential to provide several benefits over analog amplifiers. Amongst them are better energy efficiency, higher flexibility especially in terms of frequency agility, reduced weight and volume as well as being less susceptible to parameter tolerances in components. Until now, these advantages couldn’t be brought into use in real-world applications because previously existing systems failed to provide the signal fidelity necessary for modern mobile communications or showed worse efficiency figures than analog amplifiers. This work addresses these issues and significantly advances the state of art in this regard. In the digital transmitter chain, the upconverter of an analog transmitter chain is replaced by the so-called modulator block . This modulator moves the supplied baseband signal onto the desired carrier frequency and creates the purely binary bitstream that is suited to be amplified by the digital amplifier. The properties of this modulator block define the characteristics and capabilities of the overall transmitter chain. This work considers the complete transmitter chain. Significant contributions are provided in the fields of the modulator as well as of the digital amplifier. At the same time, implications on the output filter are taken into consideration and design requirements for the output filter are reduced. The main objective is to make the digital amplifier chain fit for use in mobile communications in the frequency range around and below 1GHz. Requirement specifications are derived from the official 3GPP specifications for base station transmitters. The resulting transmitter chain is fully transparent for any baseband signal. No modifications of the baseband modulation or on the receiver side are necessary. The key aspect of this work is to create a new and superior modulation scheme for digital microwave power amplifiers. To reach this goal the digital amplifier itself is addressed as well. The new amplifier MMIC is then used in conjunction with the new modulator to build a complete digital transmitter chain which is subsequently characterized in a measurement setup under realistic conditions. The first part of this work focuses on the modulator. Previously existing methods are introduced and compared. Then the new modulator is described in detail and the effects of its parameters are characterized. The modulator is designed to be implemented using merely standard digital logic. It is the only known method that can be specifically tailored to meet the particular signal fidelity requirements of the targeted application and can also adapt to the available hardware. Maximum coding efficiency is reached while the given signal fidelity requirements are exceeded. Constraints on the output filter are reduced to a minimum. Additionally, vastly different amplification concepts can be driven by the same modulator. In total, the proposed modulator easily surpasses prior art in overall system performance, as well as in terms of flexibility. It also features an in-built correction of amplifier non-idealities which renders an additional DPD unnecessary. This correction approach is explained and illustrated using real-world measurement data. A second part is dedicated to the digital amplifier, including circuit design as well as layout considerations for digital power amplifiers. The newly developed amplifier is realized as a GaN MMIC. It differentiates from previous amplifiers by its robustness and its simple operation with only a few supply voltages while still maintaining high power efficiency. Existing limitations are discussed and proposals for future improvements in efficiency and overall performance are presented. IV Finally, the complete transmitter chain, consisting of the modulator and amplifier MMIC, is characterized using broadband modulated signals. Without the use of an external DPD, measurement results show a substantial improvement over the results obtained by other groups, even if those groups used an external DPD. The achieved results are world records for fully digital microwave power amplifiers. For the first time, the targeted specifications could be surpassed with a comfortable margin. The flexibility of the modulator is demonstrated by controlling a digital outphasing amplifier. This amplifier comprises two of the previously used single-ended modules in a back-to-back outphasing configuration. To adapt the modulator to this new situation only small changes in the software-based configuration of the modulator are needed. Many other amplification concepts can be accommodated equally easily. Detailed measurement results for the outphasing amplifier are provided. V Kurzfassung Schaltverstärker für Mikrowellenanwendungen versprechen gegenüber analogen Verstär- kern ein hohes Energieeinsparungspotential, deutlich gesteigerte Flexibilität, z.B. in Form von maximaler Frequenzagilität und Einsparungsmöglichkeiten bei Volumen und Gewicht, sowie geringere Empfindlichkeit gegenüber Bauteiltoleranzen. Bislang konnten diese Vor- züge in der Praxis jedoch nicht genutzt werden, da die vorhandenen Lösungen die für moderne Kommunikationssysteme notwendige Signalqualität nicht erreichen konnten und / oder ineffizienter als analoge Lösungen waren. Die Ergebnisse dieser Arbeit bringen hier entscheidende Vorteile. Während in einer traditionellen (analogen) Sendekette das Basisbandsignal auf die Träger- frequenz hochgemischt wird, bevor es dem analogen Verstärker zugeführt wird, muss es in der digitalen Sendekette durch einen sogenannten Modulator in ein rein binäre Signal für den digitalen Verstärker umgewandelt werden. Von diesem Modulator hängen die Eigenschaften der gesamten digitalen Sendekette maßgeblich ab. Diese Arbeit widmet sich der gesamten digitalen Sendekette. Sie liefert signifikante Beiträge zum Modulator und zum Verstärker, lässt dabei aber auch die Anforderungen an das Ausgangsfilter nicht außer Acht. Das Hauptziel ist die Ertüchtigung des digitalen Verstärkerkonzepts für den Frequenzbereich um 1GHz für Anforderungsprofile, wie sie z.B. für Basisstationen der modernen Mobilkommunikation nach 3GPP Standard gefordert werden. Die Sendekette ist für das Basisbandsignal vollständig transparent. Es sind keine Änderungen an der Basisbandmodulation oder den Empfängern notwendig. Der primäre Fokus liegt auf der Entwicklung eines neuartigen Modulationsverfahrens für digitale Mikrowellenleistungsverstärker. Um das Gesamtziel zu erreichen, wird in einem zweiten Kernbeitrag auch der digitale Verstärker an sich angegangen und mit einem ebenfalls neu entwickelten Verstärker-MMIC anschließend eine vollständige Sendekette aufgebaut und vermessen. Im ersten Teil der Arbeit wird auf die Funktion des Modulators für digitale Verstärker eingegangen und es werden die bestehenden Verfahren vorgestellt. Nach einer vergleichen- den Analyse des Stands der Technik wird das neu entwickelte Verfahren beschrieben und charakterisiert. Es ist darauf ausgelegt, in gängiger Digitalschaltungstechnik umgesetzt zu werden. Als einziges bekanntes Verfahren bietet es die Möglichkeit, auf die jeweiligen Signalanforderungen und die Hardware angepasst zu werden. Er erreicht maximale Coding Efficiency zeitgleich mit einer die Vorgaben deutlich übertreffenden Signalqualität. Die Anforderungen an das Ausgangsfilter sind minimal und es können die unterschiedlichsten Verstärkertypen angesteuert werden. In Summe übertreffen die Eigenschaften des vor- gestellten Modulators bestehende Systeme bei weitem. Zusätzlich ist eine Korrektur für vom Verstärker verursachte Verzerrungen enthalten. Eine zusätzliche DPD kann entfallen. Die Funktion und Wirkung der eingebauten Korrektur wird erläutert und anhand von realen Messwerten demonstriert. Ein weiterer Teil der Arbeit widmet sich dem Entwurf des Verstärkers auf Schaltungs- sowie Layoutebene. Der neu entwickelte Digitalverstärker wird als MMIC realisiert. Er setzt sich von bisherigen Digitalverstärkern durch seine Robustheit sowie den einfachen Betrieb mit nur wenigen Spannungsquellen bei zeitgleich hohem Wirkungsgrad ab. Es werden noch bestehende Einschränkungen herausgearbeitet und Vorschläge zur weiteren Verbesserung des Wirkungsgrades und der allgemeinen Performance gemacht. VI Abschließend wird das Gesamtsystem bestehend aus Modulator und Verstärker-MMIC mit breitbandigen Signalen vermessen. Ohne dass eine zusätzliche DPD verwendet wird, werden die Ergebnisse anderer Gruppen (teils mit DPD) übertroffen. Die erzielten Ergebnisse sind weltweite Bestwerte für digitale Mikrowellenverstärker. Erstmalig werden die gesetzten Spezifikationen mit deutlicher Reserve übertroffen. Die Flexibilität des Modulators wird demonstriert, indem ein aus zwei der entwickelten Single-Ended-Verstärkermodulen zusammengesetztes Outphasing-Modul mit nur minima- len Anpassungen in der Konfiguration des Modulators betrieben und vermessen wird. Viele weitere Verstärkerarten können allein durch Konfigurationsänderungen in der Software erschlossen werden. VII Inhaltsverzeichnis 1 Einleitung 1 2 Begriffskonventionen 7 3 Digitale Leistungsverstärker für Mikrowellenanwendungen 9 3.1 Die digitale Sendekette . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 3.2 Der Modulator für digitale Mikrowellenverstärker . . . . . . . . . . . . . 10 3.3 Kategorien digitaler Mikrowellenverstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 3.4 Multilevel Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 4 Grundlegende Systemanforderungen 17 4.1 Qualität des Ausgangssignals . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 4.2 Ausgangsleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 4.3 Wirkungsgrad und Coding Efficiency . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 4.4 Verfügbare Rechenleistung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 5 Stand der Technik 23 5.1 Puls-Skip Modulation (PSM) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 5.2 Delta-Sigma Puls-Skip Modulation (DSPSM) . . . . . . . . . . . . . . . . 24 5.3 Envelope Delta-Sigma Modulation (EDSM) . . . . . . . . . . . . . . . . 26 5.4 Band-Pass Delta-Sigma Modulation (BPDSM) . . . . . . . . . . . . . . . 30 5.5 Pulsweitenmodulation (PWM) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 5.6 Click Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 5.7 Neoteric Modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 5.8 Vergleich . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 5.9 Weitere Verfahren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39 6 Wavetable Modulator 41 6.1 Signalerzeugung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 6.2 Überblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 6.3 Wavetable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 6.4 Pulsformer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 6.5 Amplitudenmodulator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 6.6 Diskretisierer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 7 Spektrale Eigenschaften und Konfigurierbarkeit 57 7.1 Anzahl der Tabelleneinträge und Serialisierergeschwindigkeit . . . . . . . 57 7.2 Amplitudenmodulator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 7.3 Taktreduktion des Amplitudenmodulators . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 7.4 Kanalbandbreite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 7.5 Trägerfrequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 7.6 PAPR des Basisbandes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 VIII Inhaltsverzeichnis 7.7 Mehrträgersysteme . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 7.8 Vergleich zum Stand der Technik . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 8 Korrektur von Nichtlinearitäten 71 9 Verstärkerentwurf 77 9.1 Verstärker auf Basis von GaN-HEMTs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 9.2 MMIC-Entwurf . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 10 Messergebnisse 89 10.1 Messaufbau . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 10.2 Verstärkermodul . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90 10.3 Einzeltonmessungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90 10.4 Modulierte Signale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92 11 Outphasing-Betrieb 105 11.1 Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105 11.2 Anpassung des Verstärkermoduls . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 11.3 Anpassung des Modulators . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107 11.4 Einzeltonmessungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 11.5 Modulierte Signale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 11.6 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 12 Nicht-binäre Verstärker 113 12.1 Single-Ended Multilevel Verstärker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113 12.2 H-Brücke . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115 12.3 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 13 Fazit und Ausblick 119 A Anhang 125 A.1 Basisbandsignale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 125 A.2 Spektrale Eigenschaften und Konfigurierbarkeit . . . . . . . . . . . . . . 125 A.3 Messergebnisse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 128 A.4 Abkürzungsverzeichnis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 130 B Literaturverzeichnis 133 1 1 Einleitung Schalttopologien werden bereits seit vielen Jahrzehnten verwendet, um den Wirkungsgrad verschiedenster Spannungsumformungen zu verbessern. Sie nutzen aus, dass über einem idealen Schalter keine Leistung abfallen kann. Gelingt es, durch das geschickte Timing von Schaltvorgängen in einem Knoten einen Spannungsverlauf zu erzeugen, der mit ausschließ- lich reaktiven Bauelementen (z.B. ein LC-Filter) zu dem gewünschten Ausgangssignal umgeformt werden kann, so kann in der Theorie mit idealen Komponenten ein Wirkungs- grad von bis zu 100% erreicht werden. Dies ist mit linear arbeitenden Schaltungskonzepten nicht möglich. Schon 1958 wurden in der Stromversorgung des IBM 704 Computers Thyratrons als gesteuerte Schaltelemente benutzt, um die Betriebsspannung auf einen konstanten Wert zu regeln [1, Seite 60-12ff]. Während das Funktionsprinzip hier noch einer Phasenanschnitt- steuerung gleicht, publiziert D. Paynter von General Electric 1959 einen transistorbasierten DC/DC Wandler [2], dessen grundsätzliches Funktionsprinzip dem heutiger DC/DC Kon- verter entspricht: Die Ausgangsspannung des Sekundärkreises eines Transformators wird durch die Veränderung der Pulsweite des die Primärseite treibenden Rechtecksignals auf den Sollwert geregelt. Für die Erzeugung hochfrequenter Signale im Zusammenhang mit Sendeanlagen berichtet [3] im Jahr 1963 von der Verwendung von Transistorverstärkern im reinen Schaltbetrieb. Frequenzen unterhalb von 1MHz mit Ausgangsleistungen im ein- stelligen Wattbereich konnten bereits bei einem Endstufenwirkungsgrad von 95% erzeugt werden. Bei Abzug der Eingangssignalleistung wurde ein Wirkungsgrad von 70 - 80% an- gegeben. Besonders hervorgehoben werden die deutliche Reduktion der Abwärme in einer konkreten Sendeanlage und die damit verbundene Vereinfachung des Wärmemanagements. Nur zwei Jahre später stellt [4] die Verwendung von pulsweitenmodulierten Eingangssigna- len zur Erzeugung amplitudenmodulierter Sendesignale vor. Das Frequenzlimit liegt nun bereits im unteren zweistelligen MHz-Bereich. Seitdem sind viele Veröffentlichungen zu diesem Thema erschienen, die versuchen, immer höhere Frequenzen auch mit den heutigen komplexwertigen Basisbandmodulationen zu ermöglichen. Außerhalb der Hochfrequenzanwendungen sind Topologien im Schaltbetrieb inzwischen allgegenwärtig. Selbst günstigste Schaltnetzteile erreichen über weite Bereiche ihrer Last- kurve Wirkungsgrade jenseits der 80%, einige Wechselrichter kommen sogar auf 96 - 98% [5, S. 103: Wirkungsgrad STP 20000TLEE-10]. Auch im Audiobereich sind digitale Verstärker üblich geworden, die ohne weiteres über 90% Wirkungsgrad erzielen und über einen weiten Aussteuerungsbereich halten können [6–8]. Ermöglicht wurde diese Entwicklung unter anderem durch die Verfügbarkeit schneller Digitalschaltungen und moderner Leistungstransistoren, deren Grenzfrequenz so deutlich oberhalb der für Au- dioanwendungen notwendigen 20 kHz liegt, dass sie auch bei Verwendung vergleichsweise einfacher Modulationsverfahren effizient schalten können. Im Bereich der Hochfrequenztechnik ermöglicht die voranschreitende Entwicklung immer schnellerer Transistoren das Vordringen halbleiterbasierter Verstärker zu immer höheren 2 KAPITEL 1. EINLEITUNG Frequenzen. Während lineare Verstärker die Maximalfrequenz des Transistors voll ausrei- zen können, liegen digitale Verstärker in diesem Aspekt zurück. Das für den Schaltbetrieb notwendige Rechtecksignal enthält Oberwellen, von denen zumindest einige mitverstärkt werden müssen, um einen sinnvollen Effizienzvorteil gegenüber linearen Verstärkern zu erreichen. Entsprechend geringer ist die maximale Schalt- und Trägerfrequenz gegenüber der Maximalfrequenz des Transistors. In jüngster Zeit sind jedoch High-Electron-Mobility- Transistoren (HEMTs) auf Gallium-Nitrid-Basis (GaN-Basis) verfügbar geworden, deren hohe Leistungsverstärkung bis deutlich in den zweistelligen GHz-Bereich hinein bei meh- reren Watt Ausgangsleistung es nun möglich erscheinen lässt, digitale Leistungsverstärker zumindest im einstelligen GHz-Bereich mit guter Effizienz zu betreiben. Gerade in diesem Frequenzband besteht durch die immense globale Verbreitung von Mobilkommunikation und drahtloser Datenübertragung ein hoher Bedarf an energieeffizienten und kompakten Verstärkern. Diese Arbeit möchte die Signalaufbereitung für den digitalen Verstärker dahingehend optimieren, dass zeitgleich die Effizienz und die Trägerfrequenz bei gegebener Transistortechnologie maximiert werden. Es wird aufgezeigt, wie sich die Signalaufbe- reitung für die Anforderungen des jeweiligen Einsatzzweckes anpassen lässt, um stets optimale Ergebnisse zu erzielen. Mit zukünftigen Weiterentwicklungen der Transistor- technologie kann das Aufbereitungsverfahren mitwachsen und sich anpassen. Bestehende Verfahren haben sich im Unterschied dazu als insgesamt zu unflexibel oder in der Praxis schwer umsetzbar erwiesen. Bedarf an Mikrowellen-Leistungsverstärkern Die Mobilkommunikation hat in den letzten Jahren global eine massive Verbreitung gefunden. Seit Aufkommen der Smartphones steigt die nötige Datentransferkapazität umso rasanter an und Nachfrage nach noch besserer Netzabdeckung, insbesondere in heutigen Problemkonstellationen, wie z.B. Innenräumen, gewinnt zunehmend an Nachdruck. Auch die Anzahl der Endgeräte nimmt weiterhin zu und die langsam einsetzende massenweise Integration kleinerer Geräte in das Internet-of-Things (IoT) tut ihr übriges, den Druck auf Infrastruktur und Technologie zu erhöhen [9,10]. Die 5G Infrastructure Public Private Partnership (5G PPP) ruft in ihrer Broschüre [11] sogar das Ziel aus, 20 Milliarden personenbezogener Kommunikationsgeräte und 7 Billionen Geräte („Things“) in einem gemeinsamen Funkstandard unterstützen zu wollen. Entgegnet wird diesen gestiegenen Anforderungen gleichermaßen mit der Verbesserung der Funkstandards, dem Ausnutzen von massive MIMO Verfahren, sowie der massiven Erhöhung der Anzahl der Netzknoten in Form von Basisstationen. Bestehende, analoge Konzepte für Mikrowellensendeverstärker wie Klasse E, Klasse G oder Doherty versuchen zumindest das durch die massive Verbreitung der Funktechnik immer stärker ins Gewicht fallende Problem mangelnder Leistungseffizienz der Verstärker zu minimieren. Verstärker dieser Bauart sind in ihrer praktischen Umsetzung jedoch im allgemeinen vergleichsweise voluminös (z.B. aufgrund der notwendigen Anpassungsnetz- werke) und zudem schmalbandig auf ein bestimmtes Frequenzband zugeschnitten. Weniger schmalbandige Verstärker büßen hingegen Wirkungsgrad ein. Insbesondere für zukünftige Anwendungsszenarien ist aber eine schnelle (Um-)Konfigurierbarkeit und ein geringes Volumen bei gleichzeitig hohem Wirkungsgrad erforderlich. Die bestehenden Systeme stoßen hier an ihre systemisch bedingten Grenzen. Abhilfe könnten digitale Leistungs- verstärker schaffen, die aufgrund ihres Funktionsprinzips diverse Vorteile gegenüber den analogen Systemen aufweisen. Das geringe Volumen digitaler Verstärker bietet zusätzlich 3 den Vorteil, dass die Verstärker räumlich direkt bei der Antenne angeordnet werden können. Die in der Konsequenz entfallenden Leitungsverluste auf der Strecke zwischen Verstärker und Antenne sorgen zusätzlich für erhebliche Energieeinsparungen und der Verstärker kann leistungsschwächer ausgelegt werden. Mit reduzierter Wärmeabgabe der Verstärker kann schließlich auch die zur Kühlung aufgebrachte Energiemenge vermindert werden. Konzept digitaler Verstärker Digitale Leistungsverstärker sind dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangstransistor als Schalter betrieben und binär angesteuert wird. In beiden Schaltzuständen ist das Produkt aus Spannungsabfall und Stromfluss über den jeweiligen Transistor nahezu null. Unter Annahme idealer Bedingungen kann also ein theoretischer Wirkungsgrad von 100% errechnet werden. Bei analogen Verstärkern befindet sich das aktive Bauelement hingegen zumindest zeitweise in einem resistiven Zustand, die Verlustleistung verschwindet nicht. In der Konsequenz müssen analoge Verstärker einen systembedingt limitierten Wirkungsgrad <100% besitzen, der auch mit idealen Bauelementen nicht überschritten werden kann. Ein Klasse B Verstärker ist für ein reines Sinussignal mit maximaler Amplitude beispielsweise auf 78.5% limitiert. In der Praxis wird der erzielbare Wirkungsgrad beider Verstärkerarten durch die Nicht- idealitäten realer Bauelemente zusätzlich verringert. Durch die stetig voranschreitende Verbesserung der Transistoreigenschaften ist aber davon auszugehen, dass diese Nicht- idealitäten auch zukünftig weiterhin kleiner werden und die Verstärker sich, zumindest bei einer gegebenen Frequenz, immer weiter ihrem theoretisch möglichen Wirkungsgrad annähern können. Eigenschaften digitale Mikrowellenverstärker Als Resultat der rein binären Ansteuerung der Transistoren ist der Ausgang der digitalen Verstärkerstufe im gängigen Fall ebenfalls rein binär (Abweichungen hiervon werden in Kap. 12 behandelt). Systemtheoretisch betrachtet entspricht die Funktion des digi- talen Verstärkers der eines aus der Digitaltechnik bekannten leistungsstarken Buffers bzw. Invertierers. Alternativ kann der (Voltage-Mode, vgl. Kap. 3.3) Digitalverstärker als elektronisch gesteuerter Schalter verstanden werden, dessen Ausgang auf eines von zwei Versorgungsspannungspotentialen geschaltet werden kann. Durch das Entfallen von Anpassungsnetzwerken ist der digitale Verstärker extrem breitbandig und baulich kompakt. Innerhalb des Verstärker-MMICs wird auf impedanzkontrollierte Leitungen verzichtet und die Transistorzellen werden so dicht wie möglich zueinander platziert. Daher fällt auch das MMIC sehr kompakt aus. Ebenfalls wird auf analoge Mischer im Signalpfad verzichtet, die Signalkette vor dem Verstärker wird vollständig in Digitaltechnik realisiert. In der Folge kann die gesamte Schaltung inklusive Außenbeschaltung auf wenigen Quadratzentimetern untergebracht werden. Im direkten Vergleich zu analogen Verstärkerlösungen ist weiter festzustellen, dass Si- gnalverzerrungen aus grundsätzlich andersartigen Wirkprinzipien entstehen. Während bei analogen Verstärkern die Signalverzerrungen mit höheren Amplituden aufgrund stärker werdender Kompression zunehmen, steigt der prozentuale Anteil des Quantisierungsrau- schens im Ausgangssignal digitaler Systeme bei geringen Signalamplituden deutlich an und erreicht hingegen für hohe Amplituden sein Minimum. 4 KAPITEL 1. EINLEITUNG Aktuelle Entwicklungstrends Einige der Funktechniken, deren Einsatz in naher Zukunft absehbar ist, sollen im Fol- genden exemplarisch dargestellt werden. Die vollständige Umsetzbarkeit der sich auf Basis dieser Techniken ergebenden theoretischen Möglichkeiten ist mit aktuell verfügba- ren, analogen Leistungsverstärkern jedoch nur begrenzt möglich. Hier könnten digitale Leistungsverstärker ihre Stärken ausspielen. Dem steigenden Datenratenbedürfnis in Mobilfunknetzen soll unter anderem durch die Nutzung von Multiple-Input-Multiple-Output (MIMO) Verfahren begegnet werden, bei denen mehrere Einzelantennen eines Antennenarrays nicht nur mit verschiedenen Ampli- tuden und Phasenlagen angesteuert werden, sondern sogar jeweils mit einem individuellen Signal beaufschlagt werden. So kann Mehrwegeausbreitung effektiv zur Vervielfachung der Datenrate genutzt werden und mittels MIMO Beamforming auch mit verschiedenen Endgeräten zeitgleich auf der gleichen Frequenz kommuniziert werden. Diese Technik wird von den Herausgebern der Mobilfunkstandards, dem 3rd Generation Partnership Project (3GPP) als Full Dimension MIMO (FD-MIMO) bzw. Space-Division Multiple Access (SDMA) bezeichnet. In [12–14] wird jeweils eine Größenordnung im Bereich ab 64 Antennenelementen mit Ausblick auf >100 Elemente genannt. [15] stellt sogar ein Testbed vor, das 100 Ports eines Antennenarrays mit 320 Ports ansteuern kann. Um die Einzelelemente eines solchen Antennenarrays mit unabhängigen Signalen beschi- cken zu können, sind entsprechend viele Verstärkereinheiten notwendig. Diese Verstär- kereinheiten sollten hinreichend klein sein, damit die räumliche Integrierbarkeit eines solchen Systems gegeben ist. Ist hinter jedem Antennenelement des Arrays ein Ver- stärker anzubringen, kann als Grenzwert für dessen Abmessungen der Abstand zweier benachbarter Einzelstrahler des Antennenarrays angenommen werden. Mit dem Trend in Richtung immer höherer Frequenzen zwecks Nutzung von mehr Bandbreite, schrumpfen auch die Abmessungen der Einzelstrahler. Die Technical Reports TR38.813, TR38.814 und TR38.815 [16–18] der 3GPP nennen als zusätzliche Frequenzbänder für den neuen 5G Funkstandard 3.3-4.2GHz, 4.4-4.99GHz und 24.25-29.5GHz. Entsprechend resultieren bei Abständen von λ/2 [12] Verstärkerabmessungen von unter 3 cm. Kann der Verstärker direkt bei dem Antennenelement angebracht werden, verringert sich die Leistungslänge zwischen Verstärkerausgang und Antennenelement und damit auch die Energieverluste auf dieser Strecke. Das Gesamtsystem wird effizienter, ggf. kann sogar Kühlleistung eingespart werden und dadurch weitere Energie eingespart werden. Ein paralleler Ansatz sieht vor, durch die Nutzung von Pico- und Femtozellen, die jeweils nur ein Gebäude oder sogar nur wenige Räume innerhalb eines Gebäudes versorgen, die Netzabdeckung und gleichermaßen den Datendurchsatz zu erhöhen. Aufgrund der not- wendigen hohen Anzahl insbesondere der Femtozellen müssen diese hinreichend kompakt, preisgünstig und schnell zu installieren sein. Ein Sendeverstärker, der für einen bestimmten Sendekanal innerhalb eines Frequenzbandes ausgelegt ist und ggf. mühsam abgeglichen werden muss, ist für solche Anwendungen undenkbar. Eine weitere wünschenswerte Eigenschaft von Sendeverstärkern, die zunehmend an Be- deutung gewinnt, ist eine umfassende Frequenzagilität. Unter dem Begriff Opportunistic Spectrum Access (OSA) werden Verfahren zusammengefasst, die sich zum Ziel gesetzt haben, die Ausnutzung des Frequenzspektrums zu maximieren. So soll eine Frequenz, die am konkreten Aufstellungsort des Senders zumindest zeitweise nicht aktiv genutzt 5 wird, oder deren lizenzierter Sender am Aufstellungsort ohnehin (z.B. aufgrund von Abschattungen) nicht empfangen werden kann, dynamisch von nicht lizenzierten Sendeein- heiten belegt werden können. Je größer der durch den Sender bedienbare Frequenzbereich ist, umso effektiver können diese Verfahren „weiße Stellen“ in der Frequenzbelegung ausnutzen. Die Zulassungsbehörde für Kommunikationsgeräte in den USA, die Federal Communications Commission (FCC), hat bereits Regularien für Geräte, die derartige Verfahren implementieren, sogenannte White Space Devices (WSD), erlassen [19]. Eine Übersicht über die Situation im Vereinigten Königreich gibt [20]. Die Integration in den Telekommunikationsstandard Long Term Evolution Advanced (LTE-A) ist Gegenstand von Forschungen [21]. Die vorgenannten Quellen beschäftigen sich hauptsächlich mit der Nutzung des TV-Spektrums, jedoch ist unmittelbar einsichtig, dass die grundsätzliche Technik auch auf andere Frequenzbänder ausgeweitet werden kann, sobald die Sendean- lagen die nötige Frequenzagilität aufweisen, um auch weiter entfernte Frequenzbänder bedienen zu können. Im Zusammenhang von OSA muss auch Software Defined Radio (SDR) genannt werden. Das ideale SDR kann vollständig per Software konfiguriert werden und jede beliebige Frequenz mit jeder beliebigen Bandbreite und jeder beliebigen Modulationsart nutzen. Diesem Idealbild sind in der Praxis natürlich durch die verfügbare Hardware Grenzen gesetzt. Die flexible Umkonfigurierbarkeit eines SDR macht es zu einem idealen Kandidaten für OSA und umgekehrt sind Verstärker, die sich aufgrund ihrer Frequenzagilität für OSA eignen, auch gute Kandidaten für ein SDR-System. Die inhärente Breitbandigkeit und die Umkonfigurierbarkeit digitaler Leistungsverstärker über weite Frequenzbereiche hinweg könnten SDR-Lösungen, die bisher auf analogen Leistungsverstärkern basieren, spürbar erweitern, indem sie Breitbandigkeit und Frequenzagilität mit gutem Wirkungsgrad vereinen. Sowohl OSA und SDR können mit sogenannten Intelligent Antennas (IA) oder Smart Antennas erweitert werden, deren Charakteristik per Software auf die gegebene Situation angepasst werden kann. Bei diesen Antennen handelt es sich zumeist um Arrays, deren volle Ausnutzungsstufe dem oben bereits als FD-MIMO vorgestellten Konzept entspricht. Hier zeigt sich ein weiteres Bedarfsfeld für physisch kleine Sendeverstärker. Zielsetzung Diese Arbeit hat sich zum Ziel gesetzt, den Stand der Technik digitaler Mikrowellen- leistungsverstärker voranzutreiben. Im Fokus steht dabei insbesondere die Eignung als Verstärker in Basisstationen für modernen Mobilfunk. Die in Kap. 4 aufgestellten Anforde- rungen orientieren sich deshalb an den Standards der 3GPP für Mobilfunkbasisstationen. Bisherige Verfahren, das Basisbandsignal in ein für digitale Verstärker geeignetes Binär- signal umzusetzen, haben sich bislang als zu schlecht und zu unflexibel erwiesen und / oder die schaltungstechnische Umsetzung wies unüberwindbare Hürden auf. An dieser Stelle setzt die vorliegende Arbeit an, mit dem Ziel, ein neuartiges, verbessertes Verfahren zur Erzeugung dieses Binärsignals zu entwickeln. Um die Praxisrelevanz der Ergebnis- se sicherzustellen, soll die Leistung des Verfahrens am realen Verstärker nachgewiesen werden. Im Verlauf der Arbeit stellte sich schnell heraus, dass die wenigen verfügbaren Prototypen digitaler Mikrowellenverstärker für den geplanten Einsatzzweck unzureichend sind. Um 6 KAPITEL 1. EINLEITUNG das Primärziel, die Entwicklung des Modulationsverfahres, erreichen zu können, wurde der Umfang dieser Arbeit entsprechend auch auf die Verbesserung und Entwicklung des eigentlichen Verstärker-MMICs erweitert. Die Arbeit betrachtet das Transmittersystem ganzheitlich: Modulationsverfahren, Verstärker und Ausgangsfilter werden stets im Kontext zueinander betrachtet und verbessert. 7 2 Begriffskonventionen Analog vs. Digital Im Zuge dieser Arbeit muss häufig zwischen hochaufgelösten digitalen bzw. analogen und sehr gering aufgelösten digitalen oder binären Signalen unterschieden werden. Um die Lesbarkeit zu erhalten soll folgende Konvention als Vereinfachung gelten: Ein Signal, dessen Wert in einer Umsetzung in digitaler Technologie mit so vielen Bit aufgelöst ist, dass die Quanitisierungsfehler in jedem einzelnen Sample dieses Signals gegenüber der idealen, analogen Variante unter praktischen Gesichtspunkten vernachlässigt werden können, soll auch in der digitalen Umsetzung als „analog“, „wertkontinuierlich“ oder „amplituden- kontinuierlich“ bezeichnet werden dürfen. So könnten beispielsweise die mit je 24Bit aufgelösten Ausgänge eines Basisbandprozessors als „analog“ oder „amplitudenkontinuier- lich“ bezeichnet werden, um sie von dem 1-3Bit-Signal, welches einem digitalen Verstärker zugeführt wird, zu unterscheiden. Es wird darauf verzichtet, jedes Mal darauf hinzuweisen, dass die Datenverarbeitung natürlich digital implementiert ist und das 24Bit-Signal selbstverständlich tatsächlich amplitudendiskret ist, diese Diskretisierungsabstufungen jedoch so gering sind, dass sie in dem spezifischen Fall nicht weiter ins Gewicht fallen, weil das durch sie hervorgerufene Diskretisierungsrauschen weit unterhalb der anderen im Gesamtsystem vorhandenen Störeinflüsse liegt. Binäre Verstärker Ebenfalls wird, sofern nicht anders angegeben, ohne Beschränkung der Allgemeinheit von einem „binären“ Digitalverstärker ausgegangen, dessen Ausgang nur zwei Zustände annimmt und der daher mit einem 1Bit-Signal gesteuert wird. Oft ist es möglich, einen Verstärker mit mehr Ausgangsleveln zu konstruieren und mit entsprechend mehr Eingängen anzusteuern, indem der Diskretisierer innerhalb des Modulators für Digitalverstärker mehrere Diskretisierungslevel erkennt und geeignete Signale auf den Ausgangsleitungen ausgibt. Dies ändert jedoch nichts an der grundsätzlichen Funktionsweise der Modulatoren. Den hier besprochenen Modulatoren für digitale Leistungsverstärker ist gemeinsam, dass sie ein hochaufgelöstes (vielbittiges) Signal (im Allgemeinen ≥ 10Bit [22]) in ein Signal mit deutlich weniger Bits (typischerweise ≤ 4Bit) überführen. Auf mehrbittige Verstärker wird in Kapitel 12 eingegangen. Rauschen und Nichtlinearitäten In analogen Systemen tragen Rauschen und nichtlineare Übertragungskennlinien nennens- wert zur Signalverschlechterung bei. In digitalen Systemen entstehen Signalfehler hingegen durch Quantisierungseffekte, die bei Kenntnis des Systems und des Eingangssignals ge- nau berechnet werden können und nicht aus einem Zufallsprozess heraus entstehen. Bei realistischen Eingangssignalen erfüllt dieses Fehlersignal jedoch die gängigen Kriterien sto- chastischer Rauschprozesse, daher wird in der Literatur weiterhin der Begriff „Rauschen“ für dieses Fehlersignal verwandt. Weitere Verzerrungen des zu übertragenden Basisbandsi- gnals können in digitalen Systemen auf vielfältige Weise entstehen. Während diese Prozesse 8 KAPITEL 2. BEGRIFFSKONVENTIONEN im allgemeinen nichtlinearer Natur sind, soll darauf hingewiesen werden, dass sich die zu Grunde liegenden Entstehungsmechanismen deutlich von den typischen Nichtlinearitäten analoger Verstärker unterscheiden. Trotz identischer Bezeichnung des Effekts und mitunter ähnlichen Auswirkungen auf das Frequenzspektrum können diesbezügliche Annahmen und Faustformeln aus dem analogen Bereich nicht oder nur eingeschränkt auf digitale Verstärkersysteme übertragen werden. Modulator Wird in dieser Arbeit ohne genauere Einschränkung der Begriff „Modulator“ verwendet, bezeichnet dies denjenigen Schaltungsblock, der das Basisbandsignal annimmt und für den digitalen Verstärker im Trägerfrequenzbereich aufbereitet (transkodiert). Es ist nicht der Basisbandmodulator gemeint, der aus den zu sendenden Symbolen das Basisbandsignal erzeugt. Dieser bleibt unberührt bestehen. Gegenstand der Arbeit ist die Verarbeitung beliebiger Basisbandsignale ohne Kenntnis der genauen Basisbandmodulation und daher auch ohne Einschränkung selbiger. Die digitale Sendekette ist für das Basisband transparent, eine Veränderung des Basisbandes ist nicht beabsichtigt (vgl. Kap. 3.1). Die Höhe der dennoch stattfindenden Veränderungen wird als Fehler gewertet und quantifiziert (EVM, ACLR). Es kommt zu keinen Einschränkungen auf der Seite der Empfänger oder bezüglich möglicher Basisbandmodulationen gegenüber herkömmlichen Systemen. Klassenzuordnung Die Zuordnung digitaler Mikrowellenverstärker für Hochfrequenzanwendungen zu den Klassenbezeichnungen Klasse-S (S abgeleitet von Switch-Mode) bzw. Klasse-D (D abgelei- tet von Digital) ist nicht eindeutig. Viele Veröffentlichungen betrachten beide Begriffe als gleichwertig, andere jedoch schreiben Klasse-D den Niederfrequenzanwendungen und Klasse-S den Hochfrequezanwendungen zu. Vereinzelt werden Klasse-D Verstärker aber auch als Untergruppe der Switch-Mode Verstärker (Klasse-S) beschrieben, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Ansteuerung einen Delta-Sigma-Modulator enthält. Weitere Abgrenzungsversuche existieren. Mit der zunehmenden Anzahl bekannter Ansteuerungsverfahren und vielfältigen Schal- tungstopologien scheint eine klare Abgrenzung immer weniger möglich. Diese Arbeit verwendet daher beide Bezeichnungen gleichwertig für alle Schaltungskonzepte, die anstre- ben, ausschließlich die Transistorzustände „leitend“ und „sperrend“ zu erreichen. 9 3 Digitale Leistungsverstärker für Mikrowellenanwendungen 3.1 Die digitale Sendekette Bild 3.1 zeigt das Blockschaltbild des heute üblichen, mit analogen Verstärkern arbeitenden Sendepfades und stellt es einer digitalen Sendekette gegenüber. Ein wesentliches Merkmal der hier betrachteten digitalen Sendeketten ist ihre Eignung als vollständig transparenter Ersatz für die analoge Sendekette. Diese Interoperabilität ist zwingend notwendig, um eine schrittweise und selektive Umstellung von analog auf digital der Sendeanlagen zu ermöglichen. Vom digitalen Verstärker dürfen über die maximal prozessierbare Bandbreite und Trägerfrequenz hinaus keine Einschränkungen auf die Modulation des Basisbandes selbst ausgeübt werden. Anderenfalls würde die Kodierung des Sendesignals von dem konkreten Verstärker abhängen, was zur Folge hätte, dass alle Empfänger beim Wechsel einer Verstärkergeneration angepasst werden müssten und höchstwahrscheinlich – je nach Art der Einschränkung – das knappe Sendespektrum nicht vollständig ausgenutzt werden könnte. Dieser Anspruch an das lineare Verhalten des Gesamtsystems entspricht den üblichen Anforderungen an analoge Sendeketten. Abbildung 3.1: Austauschbarkeit analoger und digitaler Sendeketten. Rot: Analoges Signal; Schwarz: Digitales Signal In Abbildung 3.1 ist zusätzlich die Unterteilung in digitale und analoge Schaltungsbestand- teile farblich gekennzeichnet. Sowohl Basisbandprozessor als auch die Signalvorverzerrung KAPITEL 3. DIGITALE LEISTUNGSVERSTÄRKER FÜR 10 MIKROWELLENANWENDUNGEN (digital predistortion, DPD) zum Ausgleich von Verstärkernichtlinearitäten werden heut- zutage digital implementiert. Im analogen Sendepfad wird unmittelbar nach der DPD in die analoge Domäne gewechselt. Hochmischen, Verstärken und die anschließende Si- gnalfilterung erfolgen analog. Nachteilig hieran ist, dass jeder der analogen Blöcke eng tolerierte Komponenten und/oder eine aufwändige Kalibrierung benötigen. Analoge Schal- tungsbestandteile sind zudem anfällig gegenüber Alterung und Temperaturschwankungen. In der digitalen Sendekette hingegen bleibt das Signal bis nach dem Leistungsverstärker vollständig in der digitalen Domäne. Der Mischer der analogen Sendekette wird hier durch einen sogenannten Modulator ersetzt, der das eingehende IQ-Signal so aufbereitet, dass es vom digitalen Leistungsverstärker verstärkt werden kann. Neben dem Hochset- zen auf die Trägerfrequenz umfasst dies auch eine Reduktion der Bittiefe auf einen für den Verstärker geeigneten Wert (oft nur 1Bit, selten mehr als 2Bit). Im einfachsten Fall ist der Verstärker ein steuerbarer Schalter, der zwischen zwei festen Potentialen umschaltet. In komplizierteren Varianten können mehrere Spannungslevel ausgegeben [23] oder Ströme umgeschaltet [24] werden. Erst hinter dem Verstärker nimmt ein einfaches passives Bandpassfilter die Wandlung des digitalen Signals in das analoge Sendesignal vor. Die Grenze zwischen digitaler und analoger Domäne kann so bis ans Ende der Kette verschoben werden. Da nun alle aktiven Komponenten der Kette digital arbeiten, sind sie vergleichsweise unempfindlich gegenüber Bauteiltoleranzen und können von den weiteren positiven Eigenschaften digitaler Schaltungen profitieren. Ein Sendesystem dieser Bauart wird auch als „all digital Transmitter“ bezeichnet. Für den Basisbandprozessor haben sich digitale Implementierungen durchgesetzt, da sie bedingt durch die rasanten Fortschritte in der digitalen Technik weniger Leistung als ihre analogen Gegenstücke benötigen, flexibler sind (z.B. durch Software umprogrammiert werden können) und deutlich kompakter umgesetzt werden können. Diese positiven Eigenschaften sind auch für die Digitalisierung der weiteren Bestandteile der Sendekette zu erwarten. Eine Miniaturisierung und Verringerung des Energiebedarfs hat über die letzten Jahrzehnte zwar auch bei analogen Schaltungen stattgefunden, verlief aber bei weitem nicht so rasant wie in der digitalen Domäne. Die umfangreichen Möglichkeiten nachträglicher Umkonfigurierbarkeit und Funktionserweiterung digitaler Systeme durch Softwareupdates (bzw. Bitfileupdates bei FPGA basierten Systemen) konnten von analogen Systemen bislang nicht eingeholt werden. 3.2 Der Modulator für digitale Mikrowellenverstärker Der Umformer, der aus dem IQ-Signal das Eingangssignal für den digitalen Verstärker erzeugt, wird in der Literatur im allgemeinen als „Modulator“ bezeichnet (sehr selten auch als „Encoder“). Seine Eigenschaften sind für die Performance des Gesamtsystems aus- schlaggebend. Die Bezeichnung Modulator geht darauf zurück, dass eine Grundwellenform anhand des Eingangssignals verändert - moduliert - wird und dazu in der Vergangenheit zumeist eine Pulsweitenmodulation oder Delta-Sigma-Modulation eingesetzt wurde. Trotz der begrifflichen Ähnlichkeit zum Basisbandmodulator sei herausgestellt, dass es sich um zwei in Funktion und Aufbau vollständig unterschiedliche und unabhängig agierende Blöcke handelt. Die Basisbandmodulation wird durch die Signalaufbereitung für den Verstärker in 3.3. KATEGORIEN DIGITALER MIKROWELLENVERSTÄRKER 11 keiner Weise eingeschränkt oder beeinflusst, es kann jede beliebige Basisbandmodulation zusammen mit einem digitalen Verstärkersystem eingesetzt werden. Die Umsetzung des Basisbandes in einen für den digitalen Verstärker geeigneten digitalen - zumeist binären - Datenstrom ist nicht trivial. Der Kerngedanke des digitalen Verstärkers beruht darauf, dass durch die Filterung des verstärkten Signals mittels eines passiven Bandpassfilters das analoge Sendesignal mit allen Amplituden- und Phasenlagenvariationen wiederhergestellt werden soll. Dies bedeutet, dass das gewünschte Ausgangssignal im Spektrum des Verstärkereingangssignals bereits enthalten sein muss. Damit dieses vom Verstärker verarbeitet werden kann, müssen dem Signal zusätzliche Anteile hinzugefügt werden, die in der Zeitbereichsbetrachtung zu einem rein binären Signalverlauf führen. Um das gewünschte Ausgangssignal nicht zu stören, müssen diese ergänzenden Signalanteile außerhalb des Nutzbandes liegen. In Abbildung 3.2 sind diese Verhältnisse im Zeit- und Frequenzbereich dargestellt. Es gibt beliebig viele Lösungen für dieses Problem, jedoch sind nicht alle gleich gut geeignet, um wünschenswerte Eigenschaften des Gesamtsystems (z.B. Linearität, Wirkungsgrad und Anforderungen an das Ausgangsfilter) herauszuarbeiten. Eine in jeder Hinsicht äquivalente, aber von der Vorgehensweise einfacher nachzuvollziehen- de Variante ist es, nach einem Signal zu suchen, das an sich bereits binär ist, als besondere Eigenschaft jedoch eine Steuerbarkeit der Phase und Amplitude auf der Trägerfrequenz aufweist und so das gewünschte Nutzsignal nachbilden kann. Der Modulator ist das zentrale Bauteil der digitalen Sendekette. Seine Eigenschaften entscheiden über die Signalqualität des Ausgangssignals, die notwendige Komplexität des Ausgangsfilters und insbesondere - neben dem Verstärker selbst - über den Wirkungsgrad des Gesamtsystems (vgl. Kap. 4.3). 3.3 Kategorien digitaler Mikrowellenverstärker In dieser Arbeit werden im wesentlichen Leistungsverstärker auf Basis von GaN-HEMTs als Leistungsschalter betrachtet. Die Kombination hoher Schaltfrequenzen bei zeitgleich hoher Betriebsspannung und hoher Stromtragfähigkeit macht diese Transistortechnolo- gie zu einem idealen Kandidaten für schaltende Mikrowellenleistungsverstärker in der gewünschten Leistungsklasse um 1-10W. In der Umsetzung digitaler Leistungsverstärker wird zwischen den Bauformen Voltage- Mode und Current-Mode Verstärker unterschieden. Abbildung 3.3 stellt beide Bauformen schematisch gegenüber. Dargestellt sind jeweils die Endstufentransistoren mit der nötigen Außenbeschaltung bis zur Last (RL). Der Current-Mode Verstärker besteht aus zwei Stromquellen deren Ströme jeweils entwe- der in das Filter- und Lastnetzwerk fließen können oder durch die Endstufentransistoren kurzgeschlossen werden. Die Transistoren müssen mit Dioden vor negativen Drain-Source- Spannungen geschützt werden. Das Filternetzwerk ist für diesen Verstärkertyp so auszule- gen, dass im Nutzband eine möglichst optimale Lastimpedanz erreicht wird, während für alle anderen Frequenzanteile ein Kurzschluss angestrebt wird [24,25]. Das differentielle Ausgangssignal wird üblicherweise abschließend durch einen Balun für asymmetrische KAPITEL 3. DIGITALE LEISTUNGSVERSTÄRKER FÜR 12 MIKROWELLENANWENDUNGEN Abbildung 3.2: Beispielhafte Darstellung der Funktion des Modulators: Dem gewünschten Sendesignal werden weitere Anteile hinzugefügt, die das Signal zu einem Binärsignal ergänzen und im Frequenzbereich außerhalb des Nutzbandes liegen. 3.3. KATEGORIEN DIGITALER MIKROWELLENVERSTÄRKER 13 (a) Current-Mode Verstärker (b) Voltage-Mode Verstärker Abbildung 3.3: Prinzipschaltbild von Voltage-Mode und Current-Mode Verstärkertopolo- gien Lasten angepasst. Für den effizienten Betrieb problematisch ist insbesondere die hohe Einfügedämpfung von Filter und Balun ( [25] gibt 2.5 dB an), sowie die Verfügbarkeit schneller Dioden mit hinreichend hoher Spannungs- und Strombelastbarkeit [24, 26]. Als Stromquelle wird üblicherweise eine Spannungsquelle in Kombination mit einer extrem breitbandigen Spule substituiert [25, 27, 28]. Die tatsächliche Stromstärke hängt dann von der Betriebsspannung, der Induktivität und der Pulsfolge ab. Um die Betriebsspannung nachregeln zu können, installieren [24,29] entsprechend schnelle Buck-Converter, die dann allerdings auch für Envelope-Tracking verwendet werden können. Die Zusammenhänge aus konkreter Pulsfolge und eingeprägten Strom untersucht [30] genauer und beschreibt den Sättigungsstrom des Transistors als zusätzliche Einflussgröße. Kommt die strombegren- zende Eigenschaft des Transistoren jedoch zum Tragen, geht ein wesentlicher Vorteil des digitalen Verstärkerkonzepts, seine Unabhängigkeit von geringfügigen Bauteilparame- terschwankungen, verloren. Als besondere Schwierigkeit bei Current-Mode Verstärkern benennt [24] die Auslegung des Ausgangsfilters. Das Erreichen einer geringen Einfüge- dämpfung bei zeitgleich hoher Güte und Einhaltung der gewünschten frequenzabhängigen Impedanzanforderungen ist insbesondere bei Current-Mode Verstärkern aufgrund des notwendigen symmetrischen Eingangs des Filters und der parasitären Kapazitäten zum gemeinsamen Bezugspotential nichttrivial. Voltage-Mode Verstärker hingegen nutzen eine einfache Halbbrücke als Endstufenkonfi- guration (s. Bild 3.3b), die abwechselnd eines von zwei Versogungsspannungspotentialen auf den Ausgangsknotenpunkt schaltet [31–33]. Das Ausgangsfilter ist im Gegensatz zum Current-Mode Verstärker nur asymmetrisch ausgeführt und soll außerhalb des Nutzbandes hochohmig sein. Ein Balun wird nicht benötigt. Im direkten Vergleich zum Current-Mode Verstärker vereinfacht sich das Design durch das Entfallen der Stromquellen, der Dioden, des Baluns und durch den vereinfachten Entwurf des Bandpassfilters. Erschwert wird jedoch die Ansteuerung der Endstufentransistoren durch die Tatsache, dass in GaN-HEMT-Technologie derzeit keine hinreichend schnellen komplementären Transistoren verfügbar sind. Während beim Current-Mode Verstärker beide Sources auf einem festen Potential liegen, ist die Source des High-Side-Transistors der Voltage-Mode-Schaltung mit dem Ausgangsknoten verbunden. Die Gate-Ansteuerung muss KAPITEL 3. DIGITALE LEISTUNGSVERSTÄRKER FÜR 14 MIKROWELLENANWENDUNGEN dem steilflankigen Ausgangssignal folgen und einen entsprechend großen Spannungshub gegenüber den festen Versorgungspotentialen leisten können. Dem Design der Gate- Ansteuerung kommt daher beim Voltage-Mode Verstärker eine besondere Bedeutung zu, sie kann leicht zum begrenzenden Faktor des maximal erzielbaren Wirkungsgrads werden. Durch unterschiedliche Lauf- und Schaltzeiten kann es zudem dazu kommen, dass zeitweise beide Transistoren der Ausgangstufe leitfähig geschaltet sind und Shoot-Through-Ströme den Wirkungsgrad reduzieren. Ausführliche Analysen der Verlustmechanismen wurden in [31,34] durchgeführt. Von den beschriebenen Grundformen der digitalen Verstärker ausgehend können weitere Varianten abgeleitet werden. [35] benutzt Zero-Voltage-Switching (ZVS), [36] kombiniert ZVS mit einem in die Endstufe eines Voltage-Mode Verstärkers eingeprägten Konstant- strom, um den Wirkungsgrad für kleine Ausgangsamplituden zu erhöhen. Die Übergänge zwischen den Verstärkerklassen D/S, E und F sind bei derartigen Konzepten fließend und können nicht immer klar voneinander abgegrenzt werden. Werden zwei Voltage-Mode Verstärker kombiniert, entsteht eine H-Brücke, die weitere Ansteuerungsmöglichkeiten (z.B. Outphasing oder mehrere effektive Spannungslevel) ermöglicht [37, 38]. Konzepte, die den reduzierten Wirkungsgrad bei kleinen Amplituden durch die Verwendung mehrerer Spannungslevel zu verbessern versuchen, werden in [23] (3-Level) und [39] (5-Level) besprochen. Die in Abbildung 3.3 dargestellten Grundformen der Verstärker erfordern an ihren beiden Eingängen lediglich ein einzelnes, komplementäres Binärsignal und sind somit als 1-Bit-Verstärker einzuordnen. Die in den letzten Jahren veröffentlichen Verstärkerkonzepte verfügen typischerweise über mehrere Eingänge, die individuell anzusteuern sind, um maximale Leistungseffizi- enz zu erreichen. Die erhöhte Anzahl der Eingänge erfordert jedoch einen Modulator, der diese erhöhte Menge an Freiheitsgraden gewinnbringend bedienen kann. Es liegt nahe, dem Verstärker je nach Anzahl der sinnvoll erscheinenden Eingangszustände eine Bitzahl zuzuordnen (etwa 1.5Bit für den 3-Level Verstärker, 2.5Bit für den 5-Level Verstärker und 3Bit für 8 Ausgangsspannungslevel), dieses Konzept gibt jedoch keinen unmittelbaren Aufschluss über die Anzahl der zu treibenden Eingänge und kann die durch Phasenverschiebung einzelner Eingangssignale zueinander gewonnenen Freiheitsgrade nicht abbilden. Aus der Bitzahl kann daher nicht automatisch auf die Fähigkeiten bezüglich der (Amplituden-)Auflösung des Verstärkers geschlossen werden, die sich mit geeigneten Modulatoren in einer Verringerung der Artefakte ausdrücken würden. Ein Modulator für digitale Leistungsverstärker sollte in der Lage sein, sowohl mehrere Ausgänge, ent- sprechend der Eingänge der verschiedenen Verstärker zur Verfügung zu stellen, als auch die erweiterten Freiheitsgrade durch Belegung der Verstärkereingänge mit individuellen Signalfolgen optimal auszunutzen. Dies trifft auf die bisher gängigen Modulationsverfahren (Kap. 5) nicht zu. 3.4 Multilevel Verstärker Verstärker, die mehr als zwei diskrete Ausgangslevel erzeugen können, können grundsätzlich konstruiert werden [23], führen jedoch zusätzliche Schwierigkeiten in das Gesamtsystem ein. Die Vorschläge aus [23] und [39] haben gemeinsam, dass an den Ausgangsknoten 3.4. MULTILEVEL VERSTÄRKER 15 des Verstärkers mehr als zwei Transistoren angeschlossen sind. Aufgrund der parasitären Kapazitäten der Transistoren erhöht sich die Kapazität des Ausgangsknotens, die um- geladen werden muss. Dies führt zu zusätzlichen Verlusten. Eigene Untersuchen anhand von Simulationen auf Schaltplanebene haben ergeben, das zum gegenwärtigen Zeitpunkt und unter den gegebenen Rahmenbedingungen (gewünschte Ausgangsleistung, PAPR des Signals, Trägerfrequenz, verfügbare Transistoren etc.) der Wirkungsgrad des Ver- stärkers herabgesetzt wird. Zusätzlich ist bei Schaltungen nach dem Prinzip aus [39] ein genaues Matching der Transistoren erforderlich, was dem Wunsch nach Unempfindlichkeit gegenüber Parameterschwankungen im Fertigungsprozess widerspricht. Einige Publikationen zu Modulationsverfahren, die Multilevel-Verstärker erfordern, be- schränken sich aufgrund dieser Schwierigkeiten darauf, statt eines entsprechenden Verstär- kers zu Demonstrationszwecken einen passiven Powercombiner [40] oder reine Simulatio- nen [41] zu verwenden. [40] erwähnt, dass die Schwierigkeiten bei der Angleichung der Amplitudenbeiträge der einzelnen Ansteuerungsleitungen bereits in einem auf diese Weise vereinfachten System zu deutlichen Performanzverlusten führten. Um den Rahmen dieser Arbeit nicht zu sprengen, konzentriert sich diese Arbeit auf rein binäre Verstärker, d.h. Verstärker, deren Ausgang nur zwei diskrete Zustände anneh- men kann. Das vorgestellte Modulationsverfahren ist jedoch ohne weiteres in der Lage, auch mehrbitige Multilevel-Verstärker oder andere Verstärker mit mehreren Eingängen anzusteuern (vgl. Kap. 11 und Kap. 12). 17 4 Grundlegende Systemanforderungen Ziel der Arbeit soll es sein, ein Ansteuerungsverfahren für digitale Mikrowellenverstärker zu finden, das bei Einhaltung der jeweiligen Rahmenbedingungen an das Ausgangssignal einen möglichst hohen Wirkungsgrad des Gesamtsystems erreicht. Durch die voranschrei- tende Entwicklung in der Prozesstechnik ist zu erwarten, dass der Strombedarf digitaler Schaltungen für die Signalverarbeitung zukünftig weiter sinken wird und auch der Wir- kungsgrad der digitalen Verstärker zunimmt. Die Leistungsfähigkeit des Gesamtsystems ist als Produkt aus Modulator (Ansteuerung) und Hardware zu sehen. So ist davon auszu- gehen, dass ein Modulationsverfahren, das heute auf gleicher Hardware einen Vorsprung gegenüber anderen Verfahren ausweist, auch zukünftig einen Vorsprung behalten können wird und somit auch auf längere Sicht relevant bleiben wird. Der Fokus dieser Arbeit liegt darauf, nicht nur ein rein theoretisches Konzept zu entwickeln, sondern das Verfahren so auszugestalten, dass es auf heute verfügbarer Hardware sinnvoll implementierbar ist. Das Einsatzgebiet des digitalen Senders soll nicht beschränkt sein, die in dieser Arbeit durchgeführten Analysen orientieren sich jedoch an den Anforderungen für Mobilfunk- basisstationen. Die modernen Mobilfunkstandards stellen hohe Anforderungen an das ausgesandte Signal. Ein System, das diesen Anforderungen genügt, kann auch für viele andere Zwecke eingesetzt werden. Gleichzeitig besteht in diesem Sektor durch die ex- trem hohe Anzahl der global aufgestellten Basisstationen und der insgesamt installierten Sendeleistung ein enormes Energieeinsparpotential, wenn analoge Sendeverstärker durch effizientere digitale Systeme ersetzt werden. Eine maßgebliche Rahmenbedingung der vorliegenden Arbeit ist, dass das entwickelte System als volltransparenter Ersatz („drop-in replacement“) für bestehende analoge Sendepfade eingesetzt werden kann. Es sollen keine zusätzlichen Rahmenbedingungen an das Basisband gestellt werden. Dies betrifft insbesondere das verwendete Basisband- Modulationsverfahren mit der zu übertragende Symbole ins Basisband überführt werden (QAM, ASK, PSK, OFDM, etc.). Veränderungen an der Basisbandkodierung hätten zur Folge, dass bestehende Kommunikationsstandards geändert werden müssten. Es wird daher zwischen den Schnittstellen Basisbandeingang und Antennenausgang ein vollständig transparentes Verhalten zu den bestehenden analogen Schaltungen gefordert, wie im Bild 3.1 dargestellt. Bestehende und neue Anlagen können so nach und nach mit digitalen Verstärkern ausgerüstet werden. 4.1 Qualität des Ausgangssignals Die Anforderungen an den Modulator definieren sich aus den Anforderungen an das Gesamtsystem, bestehend aus Modulator, Verstärker und Bandpassfilter. Ein wesentliches Merkmal ist eine hohe Linearität des Gesamtsystems, um die Kriterien der Spektralmaske zu erfüllen und um unterhalb des Grenzwertes für In-Kanal-Verzerrungen zu bleiben. 18 KAPITEL 4. GRUNDLEGENDE SYSTEMANFORDERUNGEN Konkrete Grenzwerte hängen vom jeweiligen Standard ab, ähneln sich jedoch im Allge- meinen stark. Beispielsweise nennt die 3GPP Spezifikation [42, Kap. 6.6.2] als Grenze der Nachbarkanalleistung (adjacent channel leakage ratio - ACLR, bzw. als Reziprokwert adjacent channel power ratio - ACPR) für WCDMA-Signale 45 dB im ersten und 55 dB im zweiten Nebenkanal. Für LTE werden in [43, Kap. 6.6.2] ebenfalls 45 dB genannt. Die maximal zulässige Error Vector Magnitude (EVM) ist in [42, Kap. 6.8.2] auf < 12.5% festgelegt, [43, Kap. 6.5.2] fordert < 3.5%, wenn 256QAM zum Einsatz kommt. In [44] wird angegeben, in der Praxis werde für die einzelnen Komponenten einer Basisstation sogar 60 dB ACLR als wünschenswertes Ziel definiert, mit noch etwas höheren Werten für die Signalerzeugung an sich. Die meisten aktuellen Publikationen auf dem Gebiet der effizienten Mikrowellenverstärker für Sendeaufgaben streben jedoch um die 45 dB ACLR an. Für die standardunabhängige Systementwicklung kann also erst einmal ei- ne ACLR von > 45dB, besser ≥ 55dB als Zielsetzung angenommen werden, um noch ein wenig Spielraum bis zur harten Anforderung der Spezifikation zu haben. Für die In-Kanal-Verzerrungen soll eine EVM von < 3.5% als Zielsetzung gelten. Weitere spektrale Anforderungen im Spezialfall des digitalen Verstärkers beziehen sich auf die Umsetzbarkeit des notwendigen Ausgangsfilters: Um kompakte Filter mit geringer Einfügedämpfung konstruieren zu können, sollten unerwünschte Töne erst in möglichst großer Entfernung zum Träger auftauchen. Störungen in Trägernähe sollten so gering in ihrer Amplitude sein, dass mit realistisch zu erwartenden Filtern die ACLR-Grenzwerte eingehalten werden können. 4.2 Ausgangsleistung In dieser Arbeit werden Verstärker der Leistungsklassen um 10W Spitzenausgangsleistung (1W mittlere Ausgangsleistung bei Signalen mit 10 dB PAPR) betrachtet. Dies steht im Einklang mit den Anforderungen der 3GPP Spezifikationen [42, Kap. 6.2], [43, Kap. 6.2] und den Veröffentlichungen anderer Gruppen [24,45–47]. Grundsätzlich lassen sich die Erkenntnisse aus dieser Arbeit im Bezug auf effiziente Modulatoren auch auf Verstärker anderer Leistungsklassen anwenden. 4.3 Wirkungsgrad und Coding Efficiency Das grundsätzliche Funktionsprinzip eines digitalen Verstärkers limitiert seinen maximalen Wirkungsgrad (anders als beim Klasse-A oder Klasse-B Verstärker) nicht. Die theoretisch möglichen 100% können in der Praxis in Ermangelung idealer Bauteile jedoch nicht erreicht werden, diverse Mechanismen tragen zu der Erzeugung von Verlustleistung bei. Insbesondere bei hohen Frequenzen spielen die parasitären Transistorkapazitäten eine signifikante Rolle, können aber nicht ohne weiteres durch reaktives Matching kompensiert werden, ohne dass der resultierende Verstärker auch Merkmale anderer Verstärkerklassen als der vorgegebenen Klasse-S bzw. Klasse-D aufweisen würde. Die Verlustleistung kann grob in drei Hauptanteile aufgeteilt werden: Ein statischer Anteil, der in Abhängigkeit des Zustandes anfällt. Ein dynamischer Anteil entsteht 4.3. WIRKUNGSGRAD UND CODING EFFICIENCY 19 während Umschaltvorgängen, beispielsweise durch Umladevorgänge. Der dritte Anteil ist maßgeblich durch den Laststrom beeinflusst und steht damit in engen Zusammenhang mit dem Ausgangsfilter. So trägt der Laststrom zu einer Verlustleistung über die Drain- Source-Strecken der Transistoren bei, kann aber auch proaktiv genutzt werden, um durch parasitäre Kapazitäten verursachte Umladeverluste abzuschwächen. Diese Eigenschaft wird beispielsweise bei an Zero-Voltage-Switching angelehnten Konzepten [36] ausgenutzt. Der Wirkungsgrad des (realen) Verstärkers hängt auf diese Weise erheblich von der Signalfolge, d.h. von der eingesetzten Modulation ab. Um eine Einschätzung der Leistungsfähigkeit einer Modulationsart im Bezug auf mögli- che Verstärkerwirkungsgrade zu bieten, wurde in [31] der Begriff der Coding Efficiency (CE) eingeführt. Sie ist definiert als der Quotient aus der im Modulatorausgangssignal enthaltenen Leistung im Nutzband zu der Leistung im gesamten Spektrum. Es wird angenommen, dass das binäre Ausgangssignal des Verstärkers eine Ausgangsspan- nung von ∆a oder −∆a in eine Last RL treibt. Unabhängig von der konkreten Bitfolge beträgt die Gesamtleistung des Signals somit stets ∆2 P = atot . (4.3.1) RL Der maximal mögliche Signalpegel im gewollten Kanal ergibt sich für eine Rechteckfolge mit 50% Tastverhältnis, deren Grundfrequenz der Trägerfrequenz entspricht: = 8∆ 2 P ach 2 . (4.3.2)π RL Die Coding Efficiency beträgt dann = Pch = 8∆ 2 η a RL 8 c 2 · ∆2 = 2 ≈ 81.06%. (4.3.3)Ptot π RL a π Dieser Wert ist als Obergrenze für Signale mit konstanter Einhüllender zu verstehen. Beinhaltet das zu prozessierende Basisbandsignal hingegen eine Amplitudenmodulation, so ist seine mittlere Leistung um den Faktor PAPR (Peak-to-Average-Power-Ratio) geringer als seine Spitzenleistung. Auf die Leistung Ptot kann dies keinen Einfluss haben, da sie grundsätzlich unabhängig vom Signal ist. Soll der Amplitudenspitzenwert noch verzerrungsfrei wiedergegeben werden, ist die Coding Efficiency für diesen Zeitpunkt wie oben dargelegt auf = Pch,maxηc,max ≈ 81.06% (4.3.4) Ptot limitiert. Die mittlere Kanalleistung ist durch die Amplitudenmodulation jedoch um den Faktor PAPR herabgesetzt: = Pch,avg = Pch,max 81.06%ηc,PAPR ≈ . (4.3.5) Ptot Ptot · PAPR PAPR Beispielsweise beträgt für ein Signal mit PAPR = 6.5 dB ≈ 4.467 die höchste erzielbare Coding Efficiency über das gesamte Signal 8 1 ηc,6.5dB = 2 · 6 5 dB ≈ 18.15%. (4.3.6)π . 20 KAPITEL 4. GRUNDLEGENDE SYSTEMANFORDERUNGEN Es sei angemerkt, dass diese Definition der ursprünglichen Definition in [31] entspricht, einige Paper jedoch mitunter hiervon abweichende Konventionen verwenden. Gängig sind eine teilweise Vernachlässigung des DC-Anteils durch Annahme der Spannungslevel +∆a und 0V oder eine vollständige Vernachlässigung des DC-Anteils durch Ausfilterung. Die maximal erzielbare Coding Efficiency kann wie dargestellt per Definition niemals 100% erreichen und ist zudem signalabhängig. Um die Leistung verschiedener Modulatoren über verschiedene Signale hinweg einfacher beurteilen zu können, soll eine relative Coding Efficiency ηcr definiert werden, die die tatsächlich erzielte Coding Efficiency ηc,meas eines Modulators oder eines Gesamtsystems in Relation zu dem rechnerischen Maximalwert für das gegebene Basisbandsignal stellt: = ηc,measηcr (4.3.7) ηc,PAPR Sie ist proportional zur Leistung im Nutzkanal und bietet ein direktes Maß, in wie weit das Leistungspotential des Verstärkers durch die verwendete Modulation ausgeschöpft wird. Eine relative Coding Efficiency von ηcr = 100% bedeutet, dass der vermessene Modulator den rechnerischen Maximalwert nach Gleichung 4.3.5 erreicht hat und somit auch die Ausgangsleistung im Nutzkanal maximal ist. Eine geringere (relative) Coding Efficiency kann in Abhängigkeit des gewählten Modulationsverfahrens durchaus auftreten (vgl. Kap. 5.8) und stellt entsprechend der reduzierten Ausgangsleistung Implikationen an den Wirkungsgrad des Verstärkers. Die Coding Efficiency kann dennoch nur eine eingeschränkte Vorhersage des Verstärkerwir- kungsgrades liefern. Sie geht von einer konstanten Last aus, während das Bandpassfilter am Verstärkerausgang üblicherweise so entworfen wird, dass es dem Verstärker außer- halb des Nutzbandes einen hochohmigen Abschluss präsentiert. Parallel dazu muss der Verstärker jedoch seine eigenen, im allgemeinen frequenzabhängigen, Verlustmechanis- men wie z.B. parasitäre Transistorkapazitäten treiben. Für ein realistischeres Bild wäre daher eine Berücksichtigung einer frequenzabhängigen individuellen Verstärkercharak- teristik nötig, die Aussagekraft eines so gebildeten Performancemaßes wäre jedoch auf eine bestimmte Kombination aus Verstärker, Filter und Trägerfrequenz begrenzt. Dies widerspricht dem Ziel einer hardwareunabhängigen Vergleichsmöglichkeit verschiedener Modulationsverfahren. Das Modell der Coding Efficiency korreliert jedoch gut mit dem Systemwirkungsgrad, wenn man von modulationsunabhängig konstanten Verlusten im Verstärker ausgeht. Die CE beurteilt die Ausgangsleistung im Nutzkanal im Verhältnis zu einer festen Leistung (Ptot). Eine geringere CE bedeutet eine geringere Ausgangsleistung im Nutzband, resultierend in geringerem Verstärkerwirkungsgrad, unter der Annahme konstanter Verstärkerverluste. Eine geringere Ausgangsleistung muss zudem für einen fairen Vergleich kompensiert werden (z.B. durch Anhebung der Betriebsspannung), was im allgemeinen auch zu einer entsprechenden Steigerung der Leistungsaufnahme des Verstärkers und somit einem geringeren Systemwirkungsgrad führt. Für nahezu ideale Verstärker fällt die CE aufgrund der geringen absoluten Verluste weniger ins Gewicht, was im Bereich der Audioverstärker hohe Effizienzwerte auch bei Modulationsverfahren mit nicht optimaler CE ermöglicht hat. Für Mikrowellenanwendungen sind die Verluste gegenüber der Ausgangsleistung jedoch noch so groß, dass die CE einen hohen Einfluss hat. Das Maß der CE kann also als gerechtfertigte Voraussetzung, wenngleich auch nicht als absolutes oder alleiniges Maß für den Gesamtwirkungsgrad herangezogen werden. 4.4. VERFÜGBARE RECHENLEISTUNG 21 Die praktischen Erfahrungen, die im Rahmen dieser Arbeit an realen Verstärkern gesam- melt werden konnten, belegen zudem eine starke Frequenzabhängigkeit der dominanten Verlustmechanismen. Als zweites wichtiges Kriterium zur Beurteilung der Eignung eines Modulationsverfahrens wird daher die Anzahl der Schaltvorgänge pro Zeiteinheit fsw betrachtet (vgl. Kap. 5.8). Es ist einsichtig, dass die Schaltvorgänge pro Zeiteinheit und damit auch die durch die Schaltvorgänge entstehende Verlustleistung mit der Trägerfrequenz skalieren. Als Kennzahl für das Potential eines Modulationsverfahrens, Schaltverluste hervorzurufen, wird der Quotient fsw (4.3.8) fc eingeführt, der die Schaltvorgänge eines Modulationsverfahrens zu der Trägerfrequenz ins Verhältnis setzt. Bei einfachen Verfahren wie der (analogen) PWM beträgt diese Kennzahl unabhängig von der Trägerfrequenz und der Bandbreite stets eins. Andere Verfahren können hiervon jedoch z.T. beträchtlich abweichen (vgl. Tab. 5.1) oder eine Abhängigkeit zu anderen Parametern des Verfahrens aufweisen. Die Kennzahl kann benutzt werden, um unterschiedliche Modulationsverfahren bei gleichen Rahmenbedingungen untereinander zu vergleichen, gibt aber auch Aufschluss darüber, ob sich ein Verfahren bei Veränderung der Trägerfrequenz neutral verhält (Kennzahl bleibt konstant). Positiv ist ein sinkender Quotient für steigende Trägerfrequenzen zu beurteilen, negativ ein steigender Quotient für höhere Trägerfrequenzen. Grundsätzlich ist zur Minimierung der Schaltverluste ein möglichst kleiner Wert anzustreben. 4.4 Verfügbare Rechenleistung Damit die digitale Sendekette zur analogen Sendekette konkurrenzfähig ist, muss der Wirkungsgrad des Gesamtsystems mindestens so gut sein, wie der des analogen Pendants. Der Effizienzvorteil des digitalen Verstärkers darf dabei nicht durch die Leistungsaufnahme des Modulators vernichtet werden. Allerdings entfällt gegenüber der analogen Sendekette der analoge Mischer, dessen Energiebudget dem Modulator zur Verfügung steht. Es ist daher angebracht, den Rechenaufwand des Modulators so gering wie möglich zu halten. Kann die digitale Signalvorverzerrung durch das digitale Verstärkerkonzept vereinfacht werden, so stellt dies einen weiteren Energievorteil dar. 23 5 Stand der Technik In den letzten Jahrzehnten wurden verschiedene Modulationsverfahren für digitale Leis- tungsverstärker entwickelt. Speziell die digitalen Varianten werden intensiv erforscht, seitdem digitale Schaltungen Taktraten bis in den GHz-Bereich hinein bedienen können. Die bekanntesten Vertreter der Modulationsverfahren werden in den folgenden Unter- kapiteln vorgestellt. Historisch bedingt basieren sie auf unterschiedlichen Annahmen zu Rahmenbedingungen bezüglich der technischen Möglichkeiten und den zu prozessierenden Signalen. Einige der Verfahren sind für eine Umsetzung in analoger Schaltungstechnik vorgesehen. Aus heutiger Sicht, mit dem Fokus auf digitale Implementierbarkeit und in Phase sowie Amplitude modulierten Basisbandsignalen mit hoher PAPR, sind die Vor- und Nachteile der Verfahren im aktuellen Kontext neu zu bewerten. Die direkte Vergleichbarkeit bestehender Paper untereinander wird durch die Tatsache begrenzt, dass jeweils unterschiedliche Basisbandsignale zur Performanceanalyse verwendet werden. Eine akkuratere Basis für Vergleiche wird geschaffen, indem jedes der Verfahren als Simulationsmodell implementiert und seine Eigenschaften anhand des selben Basis- bandsignals unter identischen Simulationsbedingungen analysiert werden. Der auf dieser Grundlage geschaffene Vergleich wird in Kap. 5.8 präsentiert. Abbildungen der spektra- len Leistungsdichtefunktion befinden sich in den Kapiteln der jeweiligen Verfahren. Die wichtigsten Kenndaten der verwendeten Basisbandsignale sind in Kap. A.1 angegeben. Bei den Verfahren PWM (Kap. 5.5), Click Modulation (Kap. 5.6) und Neoteric Mo- dulation (Kap. 5.7) handelt es sich um ursprünglich zeitkontinuierliche Entwürfe. Die Zeitauflösung der Simulation ist aus Ressourcengründen auf 4TSa/s (=̂ 250 fs Zeitraster) beschränkt. Eine höhere effektive Auflösung ist in einer realen Umsetzung als ASIC selbst unter Annahme optimaler Bedingungen schon aufgrund von Jitter im Ausgangssignal nicht zu erwarten. Für die angestrebte digitale Implementierung des Modulators ist viel mehr von einem erzielbaren Zeitraster in der Größenordnung 60 - 70GHz auszugehen. Bitsequenzgeneratoren dieser Geschwindigkeit sind als Laborgeräte bereits erhältlich und es ist zu erwarten, dass diese Datenraten in nächster Zeit auch in ASICs oder in einzelnen FPGAs verfügbar werden. Zur Beurteilung der durch die Zeitdiskretisierung einhergehen- den Auswirkungen auf das Signal werden die vorgenannten Verfahren zusätzlich in einem 62.5GSa/s (= 1/64 · 4TSa/s) Zeitraster ausgeführt. Die übrigen Verfahren enthalten bereits getaktete Elemente und eignen sich entsprechend gut für die Implementierung in synchroner Logik. Wird das Taktsignal phasenmoduliert (PSM, DSPSM und EDSM), wird eine Simulationsauflösung von 1 ps zu Grunde gelegt, da bei höheren Auflösungen keine weitere Verbesserung der Signaleigenschaften beobachtet werden konnte. 24 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK 5.1 Puls-Skip Modulation (PSM) Die einfachste Form der Modulation mischt das Basisband auf den gewünschten Träger hoch und wandelt es anschließend durch einen Limiter in ein binäres Signal. Das resultie- rende Signal besitzt 50% Pulsbreite, seine Phase folgt dem hochgemischten Signal. Die Amplitudeninformation geht jedoch verloren. Eine Amplitudenmodulation kann erreicht werden, indem einzelne Pulse ausgelassen werden. Betrachtet man beispielhaft Gruppen zu je n = 10 aufeinander folgenden Pulsen, so können insgesamt 11 Amplitudenwerte darge- stellt werden. Die Amplitude des Basisbandsignals wird im Abstand der Pulsgruppenlänge abgetastet und eine Maskierung ausgewählt, die die gewünschte Anzahl Pulse durchlässt bzw. blockiert (siehe Bild 5.1). Auf das Testsignal angewandt erzeugt dieser Modulator S&H: Sample-and-Hold-Schaltung Abbildung 5.1: Blockschaltbild der Puls-Skip Modulation (PSM) das in Abb. 5.2 wiedergegebene Ausgangsspektrum. Aufgrund der Wahl von 10 Pulsen pro Gruppe ergeben sich alle fc/10 = 90MHz signifikante Spektralanteile. Der Abstand zu ungewollten Störanteilen in unmittelbarer Nähe des gewünschten Übertragungskanals fällt mit ≈ 35 dB sehr gering aus. 5.2 Delta-Sigma Puls-Skip Modulation (DSPSM) Prinzipbedingt kann der einfache PSM die Amplitude des Basisbands nur entsprechend der Quantisierungsstufen der verfügbaren Pulsmasken annähern. Eine Verbesserung ergibt sich, wenn den abgetasteten Betragswerten des Basisbandsignals ein Dithersignal hinzugefügt wird. So können auch Zwischenwerte der Amplitude erreicht werden. Aufgrund der Faltung des Ausgangsspektrums mit dem des Dithersignals verdichten sich jedoch die Störanteile und es werden noch höhere Anforderungen an die Steilheit des Ausgangsfilters gestellt. In einer weiteren Ausbaustufe kann statt eines Dithersignals ein Delta-Sigma-Modulator verwendet werden, dessen rauschformende Eigenschaften sich positiv auf das Ausgangs- spektrum auswirken. Zusätzlich müssen die Maskierungsfolgen nicht notwendigerweise aufeinander folgende Pulse selektieren. Es können stattdessen auch Muster gewählt werden, die die Störungen spektral breiter verteilen und so die Anforderungen an die Out-Of- Band-Dämpfung des Filters verringern [48]. Eine Randomisierung der Startpunktes des 5.2. DELTA-SIGMA PULS-SKIP MODULATION (DSPSM) 25 (a) (b) Abbildung 5.2: Spektrum der Puls-Skip Modulation 26 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK Maskenmusters glättet das Out-Of-Band-Spektrum weiter zu einem gleichmäßigen Rausch- teppich. Diese Ausführung ist in Abb. 5.3 als Blockschaltbild dargestellt. Abbildung 5.3: Blockschaltbild der Delta-Sigma Puls-Skip Modulation (DSPSM) Das Simulationsergebnis einer [48] nachempfundenen Implementierung (Blockschaltblid s. Abb. 5.3) zeigt Bild 5.4. Der LPDSM ist erster Ordnung, die Maskenlänge von 10 Pulsen (=̂ 11 Amplitudenwerten) erhält die Vergleichbarkeit mit der einfachen PSM (Abb. 5.2). Das Muster der Maske wurde aus [48, Abb. 3] übernommen, der Startpunkt innerhalb der Maske wird randomisiert. Durch die geschilderten Maßnahmen wird die direkte Umgebung um den gewünschten Kanal gegenüber der einfachen PSM nur geringfügig beeinflusst. Die zuvor prägnant hervorstehenden Störfrequenzen werden jedoch deutlich gemindert. Die Anforderungen an die Dämpfungscharakteristik des Ausgangsfilters sind entsprechend geringer. Problematisch ist bei beiden Ansätzen jedoch die gleichermaßen geringe ACLR von nur ≈ 33 dB (Tab. 5.1). Zu beachten ist ebenfalls, dass die maximal zulässige Bandbreite des Basisbandes bwbb,max bei gegebener Trägerfrequenz fc durch die Länge der Maskensequenz n beschränkt wird: bwbb,max = fc 2 (5.2.1)n Besonders bei großen Maskenlängen führt dies schnell zu Einschränkungen. 5.3 Envelope Delta-Sigma Modulation (EDSM) Die Envelope Delta-Sigma Modulation (EDSM) [49,50] kann als Erweiterung der PSM bzw. DSPSM aufgefasst werden. Wie auch bei der PSM werden Amplituden- und Phasenanteil des Basisbandes getrennt prozessiert. Beide Verfahren mischen das Basisband mit dem Träger hoch und diskretisieren es anschließend, um so eine Rechteckpulsfolge zu erhalten, die die Phaseninformation des Basisbands enthält. Die PSM tastet das Betragssignal alle n Pulse ab und bestimmt anhand des abgetasteten Wertes eine zuvor festgelegte Sequenz, mit der das phasenmodulierte Rechtecksignal maskiert wird, um die Amplitudeninformation einzubetten. 5.3. ENVELOPE DELTA-SIGMA MODULATION (EDSM) 27 (a) (b) Abbildung 5.4: Spektrum der Delta-Sigma Puls-Skip Modulation mit Maskenstartrando- misierung 28 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK Die EDSM modifiziert dieses Verfahren so, dass keine festgelegten Maskierungssequenzen mehr benutzt werden. Das Betragssignal wird nun bei jedem Puls abgetastet und ein Delta- Sigma Modulator erzeugt aus den abgetasteten Werten die Maskierungssequenz (Abb. 5.5). Durch den Wegfall der festen Blocklängen können die für die PSM charakteristischen Spektrallinien im Abstand fc/n vermieden werden. Die Rauschformung der DSM verteilt stattdessen die Rauschleistung über ein breites Spektrum und verschiebt den größten Teil der Rauschleistung zu den höheren Frequenzen im Betragssignal. Zwar ist das Betragssignal des Basisbandes deutlich breitbandiger als das Basisbandsi- gnal selbst, jedoch fällt die Leistungsdichte zu hohen Frequenzen rapide ab (vgl. [51] und [52, Fig. 5]). In der Konsequenz werden bei der Wiedervereinigung mit der Phasen- information die Störungen im hochfrequenten Teil des Betragssignals im Wesentlichen außerhalb des Nutzbandes abgebildet und nur ein minimaler Teil erzeugt - entsprechend der Faltungsgesetze - geringe Störungen im Nutzband. Abbildung 5.5: Blockschaltbild der Envelope Delta-Sigma Modulation (EDSM) Der Vergleich zur DSPSM gelingt, wenn man die DSPSM als Kompromiss zwischen EDSM und PSM auffasst. Während bei der EDSM der Delta-Sigma-Modulator mit der Trägerfrequenz fc getaktet ist, arbeitet er bei der DSPSM mit der um die Länge der Maskierungssequenz n reduzierten Taktrate fc/n. Die n Pulse innerhalb einer Maskie- rungssequenz unterliegen nicht mehr der rauschformenden Eigenschaft des DSM und würden, entsprechend ihrer Wiederholungen im Gesamtsignal, zu deutlich hervortreten- den Spektrallinien führen. Als Gegenmaßnahme approximieren eine geschickte Wahl der Maskierungssequenz zusammen mit der Randomisierung der Startposition den Aspekt der Nichtperiodizität der Ausgangsfolge eines DSM (nicht jedoch die Rauschformung). Das Simulationsergebnis der EDSM ist in Abb. 5.6 dargestellt. Gegenüber der DSPSM (Bild 5.4) fällt das deutlich geringere Rauschniveau in der unmittelbaren Umgebung des Nutzbandes auf, sowie der insgesamt etwas gleichmäßigere Verlauf der Rauschanteile im Gesamtspektrum. Bei genauer Betrachtung von Abb. 5.4 sind noch die 90MHz breiten Blöcke zu erkennen, die als Resultat der Gruppierung von je 10 Pulsen entstehen. Die rauschformenden Eigenschaften der DSM greifen nur im Bezug auf die Leistungssumme der einzelnen 90-MHz-Frequenzblöcke zueinander. Innerhalb eines Blockes kann die DSPSM die Rauschleistung jedoch nur ungesteuert über den Frequenzbereich verteilen. Diese Be- schränkung entfällt bei der EDSM, die Rauschformung ist bis an den Nutzkanal heran voll wirksam und reduziert sogar die In-Kanal Störungen. Als Resultat verbessern sich gegen- über der DSPSM die ACLR und EVM spürbar (s. Tabelle 5.1). Die höhere Taktfrequenz des Delta-Sigma Modulators erhöht jedoch die Anforderungen der Implementierung. Sofern das Rekonstruktionsfilter nur die Rauschanteile fernab des Nutzkanals unterdrücken soll, ergeben sich keine Unterschiede in den Anforderungen1. Soll das Rekonstruktions- 1Ein Resultat der Tatsache, dass beide Verfahren eine DSM auf die Einhüllende anwenden. 5.3. ENVELOPE DELTA-SIGMA MODULATION (EDSM) 29 (a) (b) Abbildung 5.6: Spektrum der Envelope Delta-Sigma Modulation 30 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK filter das Nutzband steilflankig ausschneiden, beispielsweise um ACLR-Anforderungen einzuhalten, vereinfacht die verbesserte ACLR der EDSM diese Aufgabe. 5.4 Band-Pass Delta-Sigma Modulation (BPDSM) Die Band-Pass Delta-Sigma Modulation (BPDSM) geht auf einen Artikel von 1989 zurück [53], in dem R. Schreier und M. Snelgrove das bereits bekannte Konzept der Low-Pass Delta-Sigma Modulation (LPDSM) zu einer Bandpass Variante modifizieren. Als Anwendungsmöglichkeit wird bereits die Eignung als Modulator für energieeffiziente digitale Hochfrequenzverstärker herausgestellt und auf die positiven Rauschformungs- eigenschaften hingewiesen. Innerhalb des Delta-Sigma Modulators unterscheiden sich BPDSM und LPDSM nur durch die Auslegung des Rückkopplungsnetzwerkes. Die Über- tragungsfunktion für das Quantisierungsrauschen ist beim LPDSM ein Hochpass, beim BPDSM hingegen ein Bandstoppfilter. Das Signal-Rausch-Verhältnis ist entsprechend beim LPDSM für niederfrequente Signale besonders gut, beim BPDSM für bandbegrenzte Signale im Sperrbereich der Rauschübertragungsfunktion [53,54]. Während PSM, DSPSM und EDSM auf dem vergleichsweise niederfrequenten Basisband arbeiten, verarbeitet die BPDSM ausschließlich das hochgemischte Nutzsignal (Abb. 5.7). Die Taktung der BPDSM erfolgt mit einem festen Takt, meist in der Größenordnung eines mehrfachen der Trägerfrequenz. Zwischen den ausgegebenen Pulsen und der Phasenlage des gefilterten Nutzsignals herrscht damit keine starre Kopplung mehr, der Phasenzu- sammenhang wird über die statistische Verteilung der Pulse hergestellt. Es entfällt die Notwendigkeit, einen phasenmodulierten Takt zu erzeugen und verarbeiten zu können. Abbildung 5.7: Blockschaltbild der Band-Pass Delta-Sigma Modulation (BPDSM) Die hier verwendete Implementation eines BPDSM 2. Ordnung ist aus [54, Kap. 4.3.1] abgeleitet. Die spektralen Eigenschaften der BPDSM können durch die Wahl der Taktrate beeinflusst werden: Je höher die Taktrate, umso breiter ist die Notch, die für das RF-Signal genutzt werden kann. Gleichzeitig werden aber auch die Schaltvorgänge pro Zeitintervall erhöht und ein realer Verstärker wird dadurch ineffizienter. Allerdings wird auch die Coding Efficiency in nichtlinearer Abhängigkeit beeinflusst [55]. Die Position der Notch kann über einen Parameter (in [54] a genannt) verschoben werden. Für Bild 5.8 wurde eine Überabtastung des hochgemischten Basisbandes von 3.7 gewählt (Taktrate 3.33GHz). Für diesen Wert sagt [55] eine gute Coding Efficiency voraus, was durch eigene Versuche bestätigt werden konnte. Mit a = 0.127 fällt die Notch der Rauschübertragungsfunktion mit der Trägerfrequenz von fc = 900MHz überein. Es ergibt sich am Modulatorausgang für das Testsignal eine mittlere Schaltrate von 839MHz. Grundsätzlich wäre es auch möglich, eine Notch im Spiegelspektrum oberhalb der halben Taktrate der BPDSM für das RF-Signal zu nutzen, jedoch wird die Notchbreite proportional 5.5. PULSWEITENMODULATION (PWM) 31 zur Verringerung der Taktrate schmaler und die Ausgangsamplitude des Nutzsignals sinkt. Mit einer Taktrate von 1.233GHz ergibt sich so eine mittlere Schaltrate von nur 312MHz, jedoch ist das Nutzsignal um ca. 8.5 dB geringer. Sowohl Schaltrate als auch Ausgangsleistung gehen in erster Näherung linear in die Verstärkereffizienz sein, so dass diese Betriebsart in Summe zu einer Effizienzverminderung führt. 5.5 Pulsweitenmodulation (PWM) Die Pulsweitenmodulation (PWM) ist ursprünglich ein rein analoges Verfahren. Sie nutzt die Modulation der relativen Länge von Pulsen, um die an die Last abgegebene Leistung und damit die Amplitude des Ausgangssignals hinter dem Filter zu steuern. Bereits 1965 wurde in [4] die PWM als möglicher Kandidat zur Amplitudenmodulation im Zusammenhang mit Switch-Mode-Verstärkern für (nach damaligen Verhältnissen) Hochfrequenzanwendungen vorgeschlagen. In [56] wird eine konkrete Implementierung vorgeschlagen, die einen Komparator nutzt, um aus dem gleichgerichteten Träger und dem Amplitudeneingang die gewünschten Pulse zu erzeugen. Die temporale Position des Ausgangspulses ist dabei an die aus Träger und Basisbandsignal resultierende Gesamtpha- senlage gekoppelt. Die Breite des Pulses entscheidet über die an das Filter weitergegebene Energiemenge und somit über die Amplitude des Ausgangssignals. Üblicherweise wird die Grundfrequenz der PWM als Trägerfrequenz verwendet. Höhere Vielfache wären zwar möglich, sind aber aufgrund der geringeren Ausgangsamplitude nicht vorteilhaft. Bild 5.9 zeigt das Spektrum einer idealen PWM (bipolar, non-return-to-zero (NRZ)), simuliert mit einer Zeitauflösung von 250 fs. Der Kanal wird durch die PWM ohne spektrale Verbreitung abgebildet. Die Obertöne weisen eine spektrale Verbreitung auf, die auf die für jeden Oberton verschiedene Übersetzungsfunktion von Pulsweite zu Amplitude zurückzuführen ist. Der Rauschteppich zwischen den Harmonischen in Bild 5.9 ist ein Artefakt der Zeitquantisierung der Simulation und wäre im (rein theoretischen) Idealfall nicht vorhanden. Ein großer Nachteil der PWM liegt in ihrer Implementierbarkeit: Zur Erzeugung der PWM wird je nach konkreter Umsetzung ein Sägezahn- Dreieck- oder gleichgerichtetes Sinussignal [56,57] in der Größenordnung der Trägerfrequenz benötigt. Alle diese Signale weisen in der zeitlichen Darstellung spitze Kanten auf, die zur korrekten Darstellung eine entsprechend hohe Bandbreite der Schaltung erfordern. Um die Performance aus Bild 5.9 zu erreichen, ist es beispielsweise notwendig, Ausgangspulse von nur 250 fs Länge zu erzeugen und zu verstärken. Die erforderliche Bandbreite der Schaltung wäre in diesem Fall mehrere hundert Mal größer als die Trägerfrequenz. Zusätzlich erfordert die analoge Natur dieser Schaltung eng tolerierte Bauteile mit hoher Linearität. Eventuelle Nichtlinearitäten innerhalb des Modulators oder des nachfolgenden Verstärkers können nur durch eine zusätzliche Vorverzerrung ausgeglichen werden. Digitale Implementierungen erzeugen, bedingt durch die finite Taktrate der zur Pulser- zeugung genutzten Serialisierer, ein Quantisierungsrauschen, dass das Ausgangssignal zusätzlich verschlechtert. Bild 5.9 beinhaltet zur Verdeutlichung der Auswirkungen eine Simulation, deren Zeitauflösung auf den für digitale Implementierungen eher realistischen Wert von 62.5GSa/s abgesenkt wurde. Die gröbere Quantisierung vermindert die Menge 32 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK (a) (b) Abbildung 5.8: Spektrum der Band-Pass Delta-Sigma Modulation für zwei exemplarische Taktraten 5.5. PULSWEITENMODULATION (PWM) 33 (a) (b) Abbildung 5.9: Spektrum der Pulsweitenmodulation für 4TSa/s Simulationsauflösung und realistisch erreichbare 62.5GSa/s Serialisierergeschwindigkeit 34 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK der im Signal einbettbaren Informationen, äußert sich bei der PWM aber im Wesentlichen in einer Anhebung des Rauschteppichs. Die ACLR sinkt entsprechend, erreicht aber dennoch Werte oberhalb von 50 dB. 5.6 Click Modulation Die Click-Modulation wurde zuerst in [58] beschrieben. Das hervorstechende Merkmal ist eine frei wählbare Frequenzgrenze, unterhalb derer das Verfahren – im mathematischen Idealfall – die Freiheit von unerwünschten Frequenzanteilen garantiert. Das zu kodierende Signal darf sich von DC bis zu dieser gewählten Frequenzgrenze erstrecken, wobei die Pulswiederholfrequenz kaum größer als das doppelte dieser Frequenzgrenze sein muss. Die geringe Pulsrate und der frei wählbare Abstand zu unerwünschten Frequenzanteilen machen die Click-Modulation auch für RF-Anwendungen interessant. Für SDR ist die Möglichkeit von Bedeutung, nur ein Tiefpassfilter einsetzen zu müssen, das unabhängig von der gewählten Trägerfrequenz konstant bleiben kann. Digitale Implementierungen wurden entwickelt [59–62], ihre Umsetzung ist im RF-Bereich aber durch die hohe nötige Auflösung der Flankenpositionierung der Ausgangspulse stark limitiert. In [61] ist für Frequenzen bis 20 kHz zwar nur eine Pulsrate von ≈ 40 kHz notwendig, zur Erzeugung der nötigen Flankenauflösung wird jedoch ein PWM-Generator mit 150MHz benötigt. Das erstellte Simulationsmodell implementiert die Click Modulation entlang der in [58, Abb. 5] angegebenen Struktur. Verwendet wird der Ausgang q(t) („square wave output“). Das Modell verhält sich grundsätzlich wie beschrieben, jedoch ist eine starke Parameter- abhängigkeit auffällig. Für einige Kombinationen aus Schaltrate, Trägerfrequenz und Simulationsauflösung treten auch innerhalb des eigentlich geschützten Bereichs deutlich sichtbare Spurs aus dem Rauschteppich hervor. Um diese Artefakte wirksam zu minimieren ist für das hier vorausgesetzte Basisbandsignal und Trägerfrequenz eine Schaltfrequenz von 3GHz sowie eine Simulationsauflösung von 250 fs notwendig. Diese hohe Zeitauflösung der Simulation, die nötig ist, um diese Artefakte wirksam zu minimieren gibt weiteren Grund zu der Annahme, dass eine digitale Hardwareumsetzung nicht trivial sein wird. Für eine Schaltrate von 3GHz und einer Simulationsauflösung von 4TSa/s konnten für das verwendete Testsignal gute Ergebnisse erzielt werden (Abb. 5.10). Bei 62.5GSa/s entstehen durch die Zeitdiskretisierung zusätzliche Spurs im eigentlich störungsfreien Bereich und die ACLR sinkt auf ≈ 45 dB. 5.7 Neoteric Modulation Die Neoteric Modulation [63,64] ist ein weiteres Verfahren, welches ungewollte Signalanteile nur oberhalb des Nutzbandes angliedert. Die Schaltfrequenz kann frei gewählt werden und fällt mit dem Zentrum des ersten Störbandes überein. Das ist gegenüber der Click Modulation eine Reduktion der Schaltrate um den Faktor zwei. Die Breite des ersten Störbandes ist auf das doppelte der Bandbreite des Nutzsignals begrenzt. Auf diese Weise 5.7. NEOTERIC MODULATION 35 (a) (b) Abbildung 5.10: Spektrum der Click-Modulation bei 4TSa/s Simulationsauflösung und realistisch erreichbare 62.5GSa/s Serialisierergeschwindigkeit 36 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK kann über eine Festlegung der Schaltfrequenz die nötige Steilheit des Ausgangsfilters gegenüber den an die Schaltfrequenz gekoppelten Verstärkerverlusten abgewogen werden. Das Ausgangsfilter kann als Tiefpass ausgeführt sein, wenn eine Rekonfiguration des Trägers über weite Frequenzbereiche ohne Anpassung des Filters gewünscht ist. Eine digitale Hardwareimplementierung dieses Verfahrens erfordert nur geringe Rechenres- sourcen: Nachdem das komplex hochgemischte Basisbandsignal sowie ein sogenannter „Idletone“ mit konstanter Frequenz bereit gestellt wurden, lässt sich das Verfahren auf eine Addition, eine Quadrierung und einen Komparator reduzieren. Das Verfahren enthält keine Speicherelemente oder Rückkopplungsschleifen, so dass eine Parallelisierung der Rechenvorgänge problemlos möglich ist. Das entlang der Paper [63,64] umgesetzte Simulationsmodell führt zu dem in Abb. 5.11 wiedergegebenen Frequenzspektrum. Obwohl auch die Neoteric Modulation ebenso wie die Click Modulation und die PWM zu den ursprünglich zeitkontinuierlichen Verfahren gehört, kommt sie gut mit einer Zeitquantisierung zurecht. Selbst wenn das Zeitraster auf den für ein pulserzeugendes Netzwerk eher erreichbaren Wert von 62.5GSa reduziert wird, erhöht sich lediglich der gleichmäßige Rauschteppich. Zusätzliche Nebenaussendungen wie bei der Click Modulation treten nicht auf. Die durchschnittliche Schaltfrequenz der Neoteric Modulation liegt in der Mitte des ersten Störbandes (1.1GHz im gegebenen Beispiel). Sie liegt damit höher als bei der PWM, bei der die durchschnittliche Schaltfrequenz der Trägerfrequenz entspricht, jedoch deutlich unter der der Click Modulation. 5.8 Vergleich Dieses Kapitel vergleicht die existierenden Modulatoren bezüglich ihrer Eignung für den in Kap. 4 definierten Einsatzzweck miteinander. Ausschlaggebend ist, ob das Ausgangssignal die typischen Anforderungen der Mobilkommunikation erfüllen kann (z.B. ACLR und EVM) und welche Rückschlüsse aus den messbaren Eigenschaften des Ausgangssignals auf den zu erwartenden Wirkungsgrad eines realen Verstärkers gezogen werden können. Dem Vergleich liegen entlang der bei der Beschreibung der einzelnen Verfahren zitierten Veröffentlichungen erstellte Implementation eines Matlab-Simulationsmodells für jedes der Modulationsverfahren zu Grunde. Auf diese Weise kann jedes Verfahren mit dem selben Basisbandsignal evaluiert werden, was einen tatsächlichen und fairen Vergleich erst ermöglicht. Die ermittelten Ausgangssignalparameter der verschiedenen Modulationsarten gibt Tab. 5.1 wieder. Die mittlere Schaltfrequenz f̄ sw zählt die Anzahl der vollständigen Schaltzyklen von logisch low nach high und zurück nach low pro Sekunde. Jeder Zyklus besteht also aus zwei Signalflanken. Die Schaltfrequenz geht in erster Näherung linear in die Umladungsverluste des Verstärkers ein und mindert entsprechend den erzielbaren Wirkungsgrad. Ebenso geht die Coding Efficiency, als vergleichendes Maß für die zu erwartende Ausgangsleistung im Nutzkanal, linear in den Wirkungsgrad ein. Wenn die Verlustleistung des Verstärkers ausschließlich durch die Schaltfrequenz bestimmt ist, so muss, um ein gleich effizientes System zu erhalten, eine Reduktion der Coding Efficiency mit einer Reduktion der Schaltfrequenz um denselben Faktor einhergehen. Berücksichtigt man zusätzlich eine statische Leistungsaufnahme des Verstärkers, muss 5.8. VERGLEICH 37 (a) (b) Abbildung 5.11: Spektrum der Neoteric Modulation für 4TSa/s Simulationsauflösung und realistisch erreichbare 62.5GSa/s Serialisierergeschwindigkeit 38 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK Verfahren PSM DSPSM EDSM BPDSM BPDSM PWM PWM Click Click Neoteric Neoteric Taktrate 0.90GHz1) 0.90GHz1) 0.90GHz1) 3.33GHz 1.23GHz z.kont.2) 62.5GHz z.kont.2) 62.5GHz z.kont.2) 62.5GHz Mitt. Schaltfr. f̄ sw 384MHz 384MHz 384MHz 840MHz 311MHz 900MHz 897MHz 3000MHz 3000MHz 1100MHz 1100MHz f̄ sw/fc 0.427 0.427 0.427 0.933 0.346 1.000 0.997 3.333 3.333 1.222 1.222 Coding Efficiency ηc 18.1% 18.1% 18.1% 8.9% 1.2% 18.1% 18.1% 4.5% 4.5% 18.1% 18.1% Relative Cod. Eff. ηcr 100.0% 100.0% 100.0% 49.0% 6.8% 100.0% 100.0% 25.0% 25.0% 100.0% 100.0% ACLR L2 35.5 dB 32.9 dB 52.2 dB 65.0 dB 49.3 dB 86.9 dB 53.3 dB 74.7 dB 47.2 dB 86.3 dB 51.7 dB ACLR L1 35.6 dB 33.1 dB 52.3 dB 68.0 dB 58.1 dB 77.3 dB3) 53.4 dB 72.6 dB 46.2 dB 77.1 dB3) 52.2 dB ACLR U1 35.6 dB 32.5 dB 52.3 dB 67.7 dB 58.5 dB 75.8 dB3) 53.3 dB 71.8 dB 47.1 dB 75.6 dB3) 52.2 dB ACLR U2 35.7 dB 32.9 dB 52.7 dB 63.7 dB 50.1 dB 86.5 dB 53.4 dB 73.7 dB 44.2 dB 85.9 dB 52.4 dB EVM avg 1.6% 2.1% 0.5% 0.1% 0.4% <0.1% 0.2% 0.1% 0.4% <0.1% 0.2% EVM max 5.8% 6.6% 1.9% 0.7% 2.2% 0.1% 0.8% 0.2% 1.6% <0.1% 0.8% 1) Takt ist phasenmoduliert; Zeitauflösung der Simulation: 1 ps 2) Zeitkontinuierliches Verfahren; Zeitauflösung der Simulation: 0.25 ps 3) Begrenzt durch ACLR des Basisbandsignals. Tatsächliche Modulatorleistungsfähigkeit ist identisch zu ACLR-Wert L2 bzw. U2 Tabelle 5.1: Vergleich der verschiedenen Modulationsverfahren bei identischem Basisbandsignal 5.9. WEITERE VERFAHREN 39 die Änderung der Schaltfrequenz noch stärker ausfallen, um die Verringerung der Coding Efficiency auszugleichen. Die Verfahren PSM, DSPSM und EDSM bieten alle eine geringe mittlere Schaltfrequenz bei zeitgleich maximaler Coding Efficiency. Jedoch sind PSM und DSPSM aufgrund der extrem geringen ACLR und der hohen EVM für heutige Anwendungen ungeeignet. Durch eine Verlängerung der Pulsgruppenlänge könnten diese Verfahren zwar noch geringfügig bessere ACLR-Werte erreichen, die mögliche Bandbreite des Basisbandes verringert sich jedoch schnell auf unpraktikable Werte. Bei der PSM steigt zusätzlich der Filteraufwand stark an und dennoch kann keines der beiden Verfahren die EDSM übertreffen. Eine ähnlich geringe Schaltfrequenz wie die EDSM bietet nur noch die mit 1.23GHz getaktete BPDSM (Ausnutzung der ersten Spiegelnotch der Rauschübertragungsfunktion). Die exorbitant geringe Coding Efficiency kann jedoch nicht durch die nur minimal geringere Schaltfrequenz kompensiert werden. Im Vergleich der zeitkontinuierlichen Verfahren liegt die Click Modulation in allen erfassten Kriterien gegenüber der PWM und Neoteric Modulation zurück. Die Neoteric Modulation und PWM sind in allen Parametern nahezu identisch, lediglich die Schaltfrequenz der Neoteric ist etwas höher, bei gleichzeitig geringeren Störerabstand (Bild 5.11 und 5.9). Bei den digitalen Varianten (62.5GHz Taktrate) spiegeln sich die gleichen Verhältnisse wieder. Die 52 dB ACLR der EDSM bietet für die meisten modernen Funkstandards nicht ge- nügend Reserve bzw. unterschreitet sogar die Grenzwerte bestimmter Standards (vgl. Kap. 4.1). Wird eine höhere ACLR benötigt, stehen nach diesem Vergleich nur noch die BPDSM bei 3.33GHz Taktrate und die analogen Verfahren zur Verfügung. Eine analoge Implementierung ist jedoch aus grundsätzlichen Überlegungen heraus nicht erstrebenswert (Kap. 3.1). Die höhere ACLR der BPDSM gegenüber der EDSM bringt eine reduzierte Coding Efficiency bei gleichzeitig höherer Schaltfrequenz mit sich. Der direkte Vergleich der digitalen Variante der PWM mit der zeitkontinuierlichen Version offenbart, dass die PWM nicht grundsätzlich bei 53 dB ACLR limitiert ist. Kernthema dieser Arbeit ist die Entwicklung eines neuartigen, digital implementierba- ren Modulators, der die bisherigen digitalen Verfahren in ihren relevanten Kennzahlen übertrifft und gleichzeitig flexibel genug ist, sich den Anforderungen verschiedener Ver- stärkerarten sowie der Begrenzungen der Hardware, auf der der Modulator implementiert wird, anzupassen. Diese Neuentwicklung wird ab Kap. 6 präsentiert. Sie macht erstmals die Vorteile der analogen PWM, insbesondere die hohe ACLR bei gleichzeitig maximaler Coding Efficiency, in einer digitalen Umsetzung nutzbar. Die unter identischen Bedin- gungen gewonnen Messwerte des vorgestellten Wavetable Modulators sind in Kap. 7.8 (Tab. 7.2) angegeben. 5.9 Weitere Verfahren In den vergangenen Jahren wurden in Publikationen diverse Erweiterungen oder Abwand- lungen der bestehenden Verfahren und auch mehrere Neuentwicklungen vorgestellt. Eine vollständige Auflistung aller relevanten Veröffentlichungen inklusive Diskussion der Vor- 40 KAPITEL 5. STAND DER TECHNIK und Nachteile sprengt den Rahmen dieser Arbeit. Exemplarisch seien nur die nachfol- genden Varianten erwähnt, da sie sich von den bisher vorgestellten Verfahren deutlich unterscheiden: Die High-Pass Delta-Sigma Modulation [65] kann mit einer niedrigeren Taktrate als die BPDSM arbeiten, besitzt aber in unmittelbarer Nähe des Nutzbandes das Spiegelspektrum eben diesen Bandes. Die extremen Anforderungen an die Steilheit des Ausgansfilters machen dieses Verfahren unattraktiv. [66] präsentiert ein System mit Unterdrückung der Harmonischen, um die Anforderungen an das Ausgangsfilter zu minimieren, benötigt dazu aber einen Verstärker, der nicht rein digital arbeitet, sondern mehrere Ausgangslevel unterstützt. Diese Art Verstärker liegt aufgrund der mit ihnen verbundenen zusätzlichen Schwierigkeiten jenseits des Rahmens dieser Arbeit (vgl. Kap. 3.4). [40] stellt einen Modulator vor, der mehrere Bänder parallel verarbeiten kann, die erzielbare ACLR unterschreitet jedoch den Anforderungswert innerhalb dieser Arbeit von >45 dB (vgl. Kap. 4.1). Es werden Schwierigkeiten erwähnt, in der 7-Ausgangslevel- Variante die Amplituden- und Timingunterschiede der einzelnen Ansteuerungssignale auszugleichen. In [41] werden die Geschwindigkeitsanforderungen des Modulators herabgesetzt, indem Inphase- und Quadraturanteil des Basisbandes getrennt verarbeitet werden und das Signal erst später digital hochgemischt wird. Aber auch dieses Verfahren endet in der Notwendigkeit eines Multilevel-Verstärkers. Viele weitere Arbeiten bedienen sich Konzepten, die im Grundgedanken einer der bereits erwähnten Methoden ähneln. Sie erfordern jedoch entweder Multilevel-Verstärker, sehr steilflankige Ausgangsfilter oder scheitern daran, in praktischen Messungen die hier gestellten Anforderungen an die Signalqualität nachzuweisen. 41 6 Wavetable Modulator Alle in Kap. 5 aufgeführten Verfahren haben ihre individuellen Stärken und Schwächen. Wie die ermittelten Kenndaten in Tab. 5.1 aufzeigen, ist keines der Verfahren optimal für den geplanten Einsatzzweck geeignet. Entweder es ist nicht digital implementierbar, bietet eine schlechte Coding Efficiency oder es besitzt eine zu geringe ACLR. Alle Ver- fahren sind vergleichsweise starr, sie können nicht so konfiguriert werden, dass sie den Anforderungen an den Wirkungsgrad und die Signalqualität (Kap. 4.1) bei dem ausge- wählten Basisbandsignal genügen. Ebenfalls berücksichtigt keines der Verfahren technische Einschränkungen realistischer Hardware wie Verzerrungen, das Verschlucken sehr kurzer Pulse oder kann bestimmte Pulsformen, die sich nur sehr ineffizient verstärken lassen, vermeiden. Stattdessen ist das Verfahren starr vorgegeben und es wird ein möglichst idealer Verstärker gefordert. Etwaige Signalverzerrungen können höchstens durch eine externe DPD kompensiert werden, deren Energiebedarf im Gesamtwirkungsgrad des Systems berücksichtigt werden muss. Benötigt wird ein Verfahren, dass sich in gängiger digitaler Schaltungstechnik umsetzen lässt, den hohen Anforderungen an die Signalqualität (insb. ACLR und EVM) gerecht wird, die Eigenschaften eines nicht idealen Verstärkers berücksichtigen kann und es zeit- gleich dem Verstärker ermöglicht einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen. Für einen hohen Wirkungsgrad ist es essentiell, eine hohe Coding Efficiency im erzeugten Digitalsi- gnal zu erreichen. Zusätzlich ist es vorteilhaft, die Anforderungen an das Bandpassfilter bezüglich Flankensteilheit bzw. seiner Ordnung gering zu halten, um nicht zu viel der Ausgangsleistung des Verstärkers in Einfügeverlusten des Filters zu verlieren. In diesem Kapitel wird ein neuartiger Modulator beschrieben, der eng an der Hardware ori- entiert ist. Er wurde 2017 zum Patent angemeldet [67]. Viele Aspekte des Modulators sind konfigurierbar, so dass für den jeweiligen Einsatzzweck wichtige Signalparameter gegenüber weniger wichtigen bevorzugt werden können. Sollen zeitgleich alle Signaleigenschaften verbessert werden, kann dies durch gesteigerten Hardwareaufwand (d.h. typischerweise schnellere Hardware) erreicht werden. Die Abwägung maximale Signalqualität gegen Hardware kann zum Zeitpunkt der Implementierung bedarfsorientiert gezogen werden, das Modulationsverfahren selbst besitzt kein oberes Limit, welches es dem Gesamtdesign auferlegen würde. Diese hohe Flexibilität ist ein deutlicher Vorteil gegenüber den zuvor beschriebenen Verfahren. Bei geeigneter Implementierung in parametrisierbare Hardwareblöcke können auch wäh- rend der Laufzeit Qualitätsmerkmale der Signalparameter untereinander aber auch gegen den erzielbaren Verstärkerwirkungsgrad abgewogen und verschoben werden. Auf diese Weise kann ein breites Spektrum an Funkstandards mit der gleichen Hardware abgedeckt und sogar lückenlos umgeschaltet werden. Im optimalen Fall können mit dieser Fähigkeit sogar neue Anwendungsfelder (z.B. OSA) erschlossen werden. Ausgehend von der verfügbaren Hardware wird ein exakt hierauf abgestimmtes Modu- lationsverfahren entwickelt. Fähigkeiten der zu Grunde liegenden Hardware werden als 42 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR Freiheitsgrade aufgefasst, die erhalten und gezielt von dem Verfahren genutzt werden, um eine optimale Leistung auf der jeweiligen Hardware zu erreichen. Es ist ohne weiteres möglich, die Anzahl der Ausgänge zu erhöhen und gewinnbringend auszunutzen. Kom- plexere Rahmenbedingungen bestimmter Verstärker wie schaltungsbedingt vorgegebene Pulsweiten- und Phasenbeziehungen zwischen mehreren Eingängen können realisiert und ihr Potential voll ausgeschöpft werden. Dies ist mit den traditionellen Verfahren nicht möglich. Der entwickelte Modulator ist daher nicht als festes Konzept aufzufassen, sondern als Me- thode, ein auf die Hardwareeigenschaften optimiertes Modulationsverfahren umzusetzen. Das Verfahren kann auf diese Weise ebenfalls mit zukünftigen Leistungssteigerungen der Hardware mitwachsen. Die Auswirkungen der einzelnen Konfigurationsparameter auf das Ausgangssignal werden in Kap. 7 näher betrachtet. Ein Vergleich der wichtigsten Signalei- genschaften und Kennzahlen dieses neuen Modulators in seiner Standardkonfiguration gegenüber dem Stand der Technik ist in Kap. 7.8 dargestellt. 6.1 Signalerzeugung Zunächst ist entscheidend, wie das zu verstärkende Signal überhaupt erzeugt werden kann. Generell kann festgestellt werden, dass eine hohe temporale Auflösung vorteilhaft ist. Die exemplarischen Beobachtungen in Kap. 5 legen dies bereits nahe, eine Herleitung dieses Zusammenhangs kann aber auch leicht anhand logischer Abschätzungen erfolgen: Ohne Kenntnis der Basisbandmodulation ergibt sich eine obere Abschätzung der zu verar- beitenden Informationsmenge aus der Basisband-Bandbreite, der Anzahl der Leitungen (2 für ein einfaches IQ-Signal) und der Auflösung der Eingangssignale (oft im Bereich 10 - 13Bit [22]). Diese Informationsmenge muss der Modulator an seinem Ausgang abbilden können. Die Amplitudenauflösung des Ausgangs wird durch den Verstärker bestimmt und beträgt im angenommenen Fall 1Bit, in seltenen Fällen etwas mehr (Kap. 12), jedoch stets deutlich weniger als die Amplitudenauflösung der IQ-Eingänge. Die reduzierte Am- plitudenauflösung kann nur durch entsprechend höhere temporale Auflösung ausgeglichen werden. Weitere Eigenschaften, die dem Ausgangssignal hinzugefügt werden sollen (z.B. Störungsfreiheit um den Nutzkanal herum oder die Vermeidung nur ineffizient verstärkba- rer Sequenzen) erfordern weitere Freiheitsgrade bei der Beeinflussung des Ausgangssignals, die ihrerseits auch nur durch eine weitere Anhebung der temporalen Auflösung umgesetzt werden können. Für eine hohe Signalqualität ist eine hohe temporale Auflösung daher ein notwendiges, aber nicht hinreichendes Kriterium. Höchste temporale Auflösungen in Digitalschaltungen werden gegenwärtig durch den Ein- satz von hoch getakteten Schieberegistern als parallel-zu-seriell-Wandler erzielt. Sogenannte SerDes-Einheiten (Serializer/Deserializer) sind aufgrund der Allgegenwärtigkeit schneller serieller Datenverbindungen in nahezu jeder digitalen VLSI Design Node verfügbar. Das Schieberegister wird zum Ausgleich von Leitungslängenunterschieden üblicherweise mit einer elektronisch einstellbaren Verzögerungsleitung ergänzt. Für die Takterzeugung steht eine PLL bzw. DPLL [68] zur Verfügung. Bild 6.1 zeigt einen solchen Serialisierer. Der Takt des Schieberegisters kann entsprechend der Datenbusbreite n-fach höher als der der verarbeitenden Logik ausfallen, die erzielbare Zeitauflösung der Ausgangswellenform 6.1. SIGNALERZEUGUNG 43 wird um den Faktor n erhöht. Während die Pulsbreitenabstufung nun an den höheren Schieberegistertakt geknüpft ist, kann die temporale Position der gesamten Wellenform durch die nachgeschaltete Verzögerungsleitung mit nochmal höherer Auflösung verschoben werden. Diese Verschiebung stellt gegenüber der gröberen (Zeit-)Positionierbarkeit mittels des Schieberegisters einen zusätzlichen Freiheitsgrad dar, der ausgenutzt werden kann. Abbildung 6.1: Serialisierer eines SerDes Blocks Grundsätzlich ist auch eine Pulsformerschaltung denkbar, in der zwei parallele Verzö- gerungsleitungen ein festes Taktsignal (in der Größenordnung der Trägerfrequenz) um verschiedene Werte verzögern und durch die Verknüpfung beider Signale das Ausgangssi- gnal mit veränderlicher Pulsbreite gewonnen wird (Bild 6.2). Die Pulsbreitenauflösung ist dann sogar mit der hohen Positionsauflösung identisch. Eine praktische Umsetzung dieses Konzepts als MMIC beschreiben [69,70]. Eine technisch andere Implementierung Abbildung 6.2: Pulsformer mit zwei parallelen Verzögerungsleitungen mit identischen Signalformungsmöglichkeiten beschreibt darüber hinaus [71]. Statt Verzö- gerungsleitungen werden Taktteiler und Phaseninterpolatoren genutzt, um die Pulse mit digital einstellbarem Start- und Endzeitpunkt zu erzeugen. Die Möglichkeiten der Pulsformer nach Bild 6.2 bzw. [69–71] stellen eine Untermenge der mit dem Generator nach Bild 6.1 erzeugbaren Pulse dar. Die weiteren analytischen Betrachtungen dieser Arbeit werden sich auf den Pulsformer nach Bild 6.1 beziehen, um eine klarere Trennung der Einflüsse von Pulsbreitenauflösung und Positionsauflösung zu ermöglichen. Wird für eine reale Implementierung die Variante nach Bild 6.2 bevorzugt, so kann dies in den simulatorischen Analysen erreicht werden, indem der Parameter n so gewählt wird, dass sich die gleiche Abstufung möglicher Pulsbreiten ergibt. Die Granularität der Verzögerungsleitung wird identisch gewählt. 44 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR 6.2 Überblick Das Blockschaltbild des vorgestellten Modulationsverfahrens ist in Abbildung 6.3 wieder- gegeben. Alle Blöcke sind durch verschiedene Ausführungsvarianten austauschbar und auf diese Weise an die Hardwaregegebenheiten und die Signalanforderungen anpassbar. Auf sie wird in den nachfolgenden Kapiteln einzeln eingegangen. Abbildung 6.3: Blockschaltbild des vorgestellten Modulators Der Modulator besitzt Eingänge für den Inphase- und Quadraturanteil des Basisbandsi- gnals sowie einen Eingang für das Trägersignal. Statische Informationen zum Verstärker und dem Gesamtsystem werden in der Wavetable vorgehalten (Kap. 6.3) und den un- terschiedlichen Blöcken des Modulators nach Bedarf zur Verfügung gestellt. Die mit „Ausgang“ bezeichneten Anschlüsse stellen die Ansteuerungssequenzen für den Verstärker bereit. Die Anzahl der Ausgänge ist beliebig erweiterbar, damit auch Verstärker mit sehr komplexen Ansteuerungsanforderungen oder Multi-Bit-Verstärker (Kap. 12) betrieben werden können. Die Wavetable enthält in diesem Fall für jeden Pulsformer gesonderte Ansteuerungssequenzen, die parallel ausgegeben werden. Die eingehenden I und Q-Signale werden in einem ersten Block zunächst in einen Am- plitudenanteil und ein reines Phasensignal mit konstanter Amplitude umgeformt. Das Phasensignal wird mit dem Trägersignal digital hochgemischt und anschließend diskre- tisiert. Das so gewonnene phasenmodulierte Signal dient allen anderen Modulen als Basistakt. Das Amplitudensignal wird durch den Amplitudenmodulator und den Diskretisierer ver- arbeitet. Der Diskretisierer wählt anhand eines bestimmten Regelwerks und dem vom Amplitudenmodulator erhaltenen Wert eine Zeile aus der Wavetable aus. Die Zeilenpositi- on wird als Indexwert an die Pulsformer übergeben, ein aus der gleichen Zeile entnommener Rückgabewert kann über den Rückkopplungszweig dem Amplitudenmodulator zugeführt werden. Der Amplitudenmodulator kann diesen Rückkopplungswert benutzen, um im nächsten Taktschritt die durch die Diskretisierung eingeführten Abweichungen zu berück- sichtigen und das Amplitudensignal so zu beeinflussen, dass der Diskretisierer für die Gesamtanwendung vorteilhaft angesteuert wird. Die Pulsformer lesen anhand des vom 6.3. WAVETABLE 45 Diskretisierer übermittelten Indexwertes die zu diesem Index gehörenden Ansteuerinfor- mationen zur Pulserzeugung aus der Wavetable aus. Für jeden Pulsformer sind eigene Ansteuerungsdaten in der Wavetable hinterlegt. Der Taktdezimierungsfaktor d ermöglicht es, den Amplitudenmodulator und Diskretisierer mit einer geringeren Taktfrequenz als der Trägerfrequenz zu betreiben. Die reduzierten Geschwindigkeitsanforderungen an die Hardware resultieren jedoch in einer verminderten Qualität des Ausgangssignals am Ende des Gesamtsystems. Die besten Ergebnisse werden mit d = 1 erzielt. 6.3 Wavetable Die Wavetable speichert Pulserzeugungsanweisungen, die von den Pulsformern verarbeitet werden können. Sind im System mehrere parallel arbeitende Pulsformer vorhanden, werden für jeden der Pulsformer eigene Erzeugungsanweisungen hinterlegt. Zusätzlich wird zu jeder gespeicherten Pulsform ein Amplitudenwert gespeichert, der die zu erwartende Amplitude am Ausgang des Verstärkers im Nutzkanal abbildet. Das optimale Befüllen der Wavetable ist ein kritischer Schritt während der Entwurfsphase des Modulatorsystems. Die Anzahl und Beschaffenheit der Einträge hat direkten Einfluss auf die Reinheit des Frequenzspektrums, die Höhe der In-Kanal-Störungen, den Verstärker- wirkungsgrad und die Anforderungen an das Bandpassfilter am Verstärkerausgang. Dieser hohe Grad des Einflusses ermöglicht zum einen eine genaue Anpassung des Systems auf die jeweiligen Anforderungen (z.B. der Spezifikationen des Sendesignals), zum anderen kann der selbe Modulator zur Laufzeit allein durch eine Neuprogrammierung der Wavetable auf veränderte Bedingungen reagieren oder dynamisch andere Vorgaben einhalten, ohne dass Eingriffe in die Hardware notwendig wären. Ein sehr simples Beispiel für den Modulator nach Abb. 6.3 mit zwei Pulsformern, die ein streng komplementäres Signal ausgeben ist in Tab. 6.1 aufgeführt. Die Beschränkung auf komplementäre Signale erfolgt in diesem Beispiel ausschließlich zu Zwecken der Übersichtlichkeit. Verstärker, die mehrere, nicht in einem einfach voneinander ableitbaren Verhältnis zueinander stehende, Eingänge besitzen, können auf äquivalente Art und Weise gesteuert werden. Jede Zeile der Wavetable enthält einen eindeutigen Indexwert, die Signalamplitude, die nach der Ausgabe der zugehörigen Pulsformen am Ausgang des Verstärkers im Nutzkanal erwartet wird, sowie die jeweiligen Erzeugungsanweisungen der Pulsformen. Die Erzeugungsanweisungen werden vorzugsweise in einem Format gespeichert, dass leicht vom nachfolgenden System, also in erster Linie den Pulsformern, verarbeitet werden kann. Für die Pulsformer nach Abb. 6.1 bzw. Abb. 6.5 wäre dies etwa wie in Tab. 6.1 dargestellt die ins Schieberegister zu ladende Bitsequenz, sowie ein Verzögerungswert, um den die Verzögerungsleitung die serialisierte Sequenz verzögert. Er ist hier als Vielfaches einer Bitzeit angegeben. Beide Pulsformer arbeiten parallel, die innerhalb einer Zeile angegebenen Sequenzen werden also stets parallel ausgegeben. Im Falle der im Beispiel implementierten einfachen DPWM unterscheiden sich die Zeilen der Tabelle durch die Anzahl der aufeinander folgenden gesetzten Bits. Die Phasenlage 46 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR Diskretisierer Pulsformer 1 Pulsformer 2 Index Amplitude Bitfolge Verzögerung Bitfolge Verzögerung 1 1.000 1111111100000000 0.0 0000000011111111 0.0 2 0.981 1111111000000000 0.5 0000000111111111 0.5 3 0.924 0111111000000000 0.0 1000000111111111 0.0 4 0.831 0111110000000000 0.5 1000001111111111 0.5 5 0.707 0011110000000000 0.0 1100001111111111 0.0 6 0.556 0011100000000000 0.5 1100011111111111 0.5 7 0.383 0001100000000000 0.0 1110011111111111 0.0 8 0.195 0001000000000000 0.5 1110111111111111 0.5 9 0.000 0000000000000000 0.0 1111111111111111 0.0 Tabelle 6.1: Beispielhafte Wavetable für einen Modulator nach Abb. 6.3: Einfache DPWM, m = 16, zwei Ausgänge zueinander komplementär. Bitsequenzen in der Reihenfolge D0 . . . Dn des Ausgangssignals verschiebt sich zwischen Mustern mit einer geraden Anzahl gesetzter Bits und einer ungeraden Anzahl. Dieser Umstand wird durch die zusätzliche Phasenver- schiebung um 0.5 Bitbreiten durch die Verzögerungsleitung kompensiert. Die insgesamt resultierende Phasenlage des Signals muss mit der Phasenlage der Abtastung im Am- plitudenmodulator (Kap. 6.5) überein stimmen, um optimale Ergebnisse zu erreichen. Alternativ könnte auch jede zweite Zeile entfernt werden, dies würde jedoch die nativ erzielbare Amplitudenauflösung reduzieren. Der Amplitudenmodulator kann zwar dennoch Zwischenwerte der Amplituden erzeugen, die reduzierte Auflösung der Wavetable äußert sich aber in erhöhtem Rauschen bzw. Störanteilen. Das Entfernen von Zeilen ist dann angebracht, wenn bestimmte Folgen nicht oder nicht effizient genug verstärkt werden können. So könnte im Beispiel die Zeile 8 entfernt werden, wenn der Verstärker diesen kürzesten Puls nicht verarbeiten kann. Der entfallende Amplitudenwert wird vom Amplitudenmodulator dann, wie alle anderen Zwischenwerte auch, durch abwechselndes Benutzen der benachbarten Sequenzen erzeugt. Dieses Vorgehen wird bei hohen Zeitauflösungen (z.B.m = 64) besonders wichtig, um Pulse, die anderenfalls verschluckt werden würden auszublenden, aber dennoch die hohe Auflösung der Pulsbreite zu behalten. Entwurf einer Wavetable Über die Hinterlegung einer einfachen PWM-Tabelle hinaus sind weitere vielfältige Wellen- formen möglich. Beispielsweise können pro Zyklus des modulierten Nutzsignals zwei Pulse verwendet werden. Eine schematische Darstellung der Modulation der Ausgangsamplitude per Pulsbreitenveränderung gibt Abb. 6.4a. In Bild 6.4b wird die Entfernung zweier stets gleich breiter Pulse zur Amplitudenmodulation eingesetzt. Abb. 6.4c verwendet gegenpha- sig angeordnete Pulse variierender Pulsbreite zur Amplitudenbeeinflussung. Durch die hohe Anzahl möglicher Kombinationen aus Pulsbreiten und Pulsabständen ergibt sich eine entsprechend feine Abstufung nativ erzeugbarer Amplitudenwerte. Die verschiedenen Variationen unterscheiden sich in ihren Anforderungen an den Verstärker (z.B. über die Anzahl der Schaltvorgänge), aber auch in dem erzeugten Gesamtspektrum, welches sich positiv oder negativ auf den Filterentwurf auswirken kann. 6.3. WAVETABLE 47 (a) Breitenvariation eines Einzelpulses (b) Abstandsvariation von zwei Pulsen (c) Breitenvariation von zwei Pulsen Abbildung 6.4: Verschiedene Optionen der Ausgangsamplitudenbeeinflussung Verschiedene Varianten können in einer gemeinsamen Wavetable vereint werden, es muss jedoch beachtet werden dass sich eine starke Durchmischung deutlich unterschiedlicher Wellenformen auch negativ auf das Ausgangssignal auswirken kann. Werden die Zwi- schenräume der direkt erzielbaren Amplitudenwerte einer Pulsformvariante (z.B. PWM Einzelpulse, Abb. 6.4a), mit denen einer stark verschiedenen Variante, z.B. gegenphasige Doppelpulse (Abb. 6.4c) aufgefüllt, wird innerhalb des späteren Signals ein permanenter Wechsel dieser Pulsformen stattfinden. Diese Wechsel äußern sich als Diskontinuität und können daher das Rauschen im Spektrum des Ausgangssignals erhöhen. Der Vorteil der feineren Amplitudenabstufungen wird durch den Rauschanteil der Diskontinuitäten nicht selten überkompensiert. Geeigneter ist es, die unterschiedlich nichtlineare Verteilung der Abstände zwischen einzelnen mit dem digitalen Pulsformer erreichbaren Amplitudenwerten der Verfahren auszunutzen. Die Wavetable kann dazu in zwei (oder mehr) Bereiche aufgeteilt werden: Ein Bereich enthält ein Verfahren mit besonders feiner Amplitudenabstufung bei hohen Amplituden, ein zweiter Bereich enthält ein Verfahren mit besonders guter Auflösung bei geringen Amplituden. Beide Bereiche verfügen über eine nennenswerte Überlappung erzielbarer Amplitudenwerte. Eine Wechsellogik mit großer Hysterese im Diskretisierer sorgt dafür, dass nur selten zwischen den Bereichen der Wavetable gewechselt wird. Die Anzahl der Diskontinuitäten durch Pulsmusterveränderungen sind folglich geringer, die damit verknüpfte Rauschleistung sinkt. 48 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR Entwicklung von Pulsmustern Eine Vorschrift zur Erzeugung geeigneter Pulsmuster kann nicht allgemeingültig gegeben werden. Für Verstärker mit einem einzelnen oder einem komplementären Eingang eignet sich generell die diskrete PWM nach Abb. 6.4a, da sie wie in Kap. 5.8 dargelegt eine sehr gute ACLR und optimale Coding Efficiency ermöglicht. Die Verfahren mit Doppelpulsen sollten in Betracht gezogen werden und bieten ebenfalls eine gute Coding Efficiency, verringern aber beim gegenwärtigen Stand der Technik durch die höhere Anzahl der Schaltvorgänge den Wirkungsgrad realer Verstärker merklich. Für Verstärker mit binärem Ausgang, aber getrennt ansteuerbarem High-Side- und Low- Side-Transistor können bereits in der Wavetable Totzeiten - auch amplitudenabhängig - einkodiert werden. Einige Verstärker mit hoher Effizienz wie beispielsweise [36] benötigen mehrere Eingangssignale und erreichen ihren maximalen Wirkungsgrad nur dann, wenn die Eingangssignale in einer bestimmten Phasen- und Pulsbreitenkombination vorliegen, die abhängig von der Ausgangsamplitude ist. Hier ist eine Population der Wavetable ausgehend vom theoretischen Konzept der Pulsweitenmodulation nicht mehr sinnvoll, sondern erfolgt auf umgekehrtem Weg ausgehend vom Verstärker. Aus dem während der Entwicklung des Verstärkers entstehenden Verständnisses der Signalanforderungen werden die notwendigen Eingangssignale für verschiedene Ausgangsamplituden abgeleitet. Anschließend werden hieraus die Generatoranweisungen für die Pulsformer ermittelt und die Wavetable entsprechend befüllt. Taktdivisor d In den vorherigen Ausführungen wurde angenommen, dass der Taktdivisor d (vgl. Bild 6.3) auf den Wert 1 gesetzt ist. Die Wavetable speichert für diesen Fall die Generatoranwei- sungen für eine Periode des gewünschten Ausgangssignals. Mit einem Wert d > 1 kann die Taktrate des Amplitudenmodulators reduziert werden. Da eine Ausgabe nun nur noch alle d Perioden des gewünschten Ausgangssignals erfolgt, muss jede Zeile der Tabelle Anweisungen speichern, die d Perioden umfassen. Bei der Umstellung von d = 1 auf d > 1 brauchen die aneinandergefügten Generatoranwei- sungen nicht zwingend identische Kopien derselben Ausgangssequenz zu sein. Es können auch unterschiedliche Sequenzen des d = 1-Falls miteinander kombiniert werden. Da- durch entstehen mehr Tabelleneinträge, die zusätzliche Zwischenwerte der resultierenden Ausgangsamplitude abdecken können. Für d ≥ 3 kann es sogar sinnvoll sein, zwischen Signalfolgen mit steigender bzw. fallenden Amplitudenverlauf zu unterscheiden. Der Sampler des Amplitudenmodulators muss dann das eingehende Signal an mehreren Stellen abtasten (dies kann in Digitaltechnik zeitparallel erfolgen) und die Information über steigend bzw. fallend dem Diskretisierer zusätzlich zur Verfügung stellen. In einigen Situationen können auf diese Weise bei gegebenen d die spektralen Eigenschaften des Ausgangssignals positiv beeinflusst werden. 6.4. PULSFORMER 49 6.4 Pulsformer Die Basis des Pulsformers bildet ein Serialisierer mit nachgeschalteter Verzögerungslei- tung nach Kapitel 6.1. Wie dort ebenfalls erklärt, ist diese Kombination in typischen Digitalprozessen häufig anzutreffen und dient für die nachfolgenden Betrachtungen als Ausgangspunkt. Aufgrund der Austauschbarkeit dieses Erzeugungsprinzips mit anderen Verfahren können die Ergebnisse leicht auf andere Erzeugungsverfahren übertragen wer- den, falls die tatsächliche Hardwareumsetzung ein anderes Erzeugungsprinzip bevorzugt (ebenfalls Kap. 6.1). Der Pulsformer nach Abb. 6.5 besteht aus einem schnellen Schieberegister der Tiefe n und einer elektronisch einstellbaren Verzögerungsleitung. Das zentrale Taktsignal des Modulators wird dem Serialisierer an seinem Takteingang zugeführt und um den Faktor m beschleunigt, bevor es dem Schieberegister zugeführt wird. Da das zentrale Taktsignal an die Trägerfrequenz gekoppelt ist, ergeben sich genau m Taktschritte des Schieberegisters je Periode des gewünschten Nutzsignals. Abbildung 6.5: Pulsformer auf Basis eines Schieberegisters Die Beschleunigung des Takts um den Faktor m ist eine Problemstellung, die in allen Schaltkreisen auftaucht, in denen eine Bitfolge mittels eines Serialisierers ausgegeben wird. In den gängigen FPGAs und ASIC-Bibliotheken, die derartige Serialisierer anbieten, sind daher bereits entsprechende PLLs oder äquivalente Schaltungen vorhanden. Werden mehrere Pulsformer im Modulator verwendet, können sich alle Pulsformer denselben Taktmultiplikator teilen. Sie werden vom gleichen Basistakt gespeist (vgl. Bild 6.3). Die als „Zeilenselektion“ beschriftete Einheit erhält einen Indexwert vom Diskretisierer des Amplitudenmodulators und wählt aus der Wavetable diejenige Zeile mit eben diesem Indexwert aus. Aus dieser Zeile werden die zu dieser Instanz des Pulsformers zugehörige Bitsequenz und der Verzögerungswert für das Schieberegister resp. die Verzögerungsleitung extrahiert. Der Amplitudenmodulator und Diskretisierer werden über einen um den Faktor d verringerten Takt angesteuert (vgl. Abb. 6.3), geben daher nur alle d Perioden des Nutzsignals einen neuen Indexwert aus. Die Länge der Bitsequenz n ist damit zu d Perioden, d.h. n = m · dBit bestimmt. Die Verzögerungsleitung übernimmt zwei Aufgaben: Primär gleicht sie Unterschiede in den Phasenlagen der unterschiedlichen gespeicherten Pulsformen aus (siehe Verzö- gerungswerte in der Beispieltabelle 6.1), so dass alle Wellenformen mit der korrekten 50 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR Phasenlage ausgegeben werden können. Ein zusätzlicher Nutzen entsteht, wenn die abwei- chenden Durchlaufzeiten für verschiedene Pulsformen durch den realen (d.h. nichtidealen) Verstärker erfasst werden und ein sequenzspezifischer Korrekturwert auf den jeweiligen Verzögerungswert in der Tabelle addiert wird. Die durch den Verstärker und Ausgangsfilter verursachten Phasenverschiebungen können auf diese Weise für jede Pulsform (d.h. jede Zeile der Wavetable) einzeln korrigiert werden. Am Ausgang des Systems entsteht eine phasenkorrekte Abbildung des gewünschten Nutzsignals. Verzögerungen, deren Betrag eine Bitzeit des Serialisierers überschreiten, können anteilig durch Bitshifting der Bitsequenz durch das Schieberegister realisiert werden. Kann oder soll in der praktischen Realisierung keine Verzögerungsleitung eingesetzt werden, ist dies in den Simulationen des Modulators zu berücksichtigen, indem die Auflösung der Verzögerungsleitung als identisch mit der Bitzeit des Schieberegisters angenommen wird. Die Funktion der Verzögerungsleitung wird dann vollständig durch das Schieberegister übernommen. Die reduzierte Auflösung der Pulsposition wird sich allerdings auf das Ausgangssignal negativ auswirken. Eine alternative Bauform des Pulsformers mit zwei Verzögerungsleitungen statt einem schnellen Schieberegister analog zu dem Vorschlag der Signalerzeugung nach Abb. 6.2 zeigt Abb. 6.6. In der Wavetable sind dann statt einer Bitfolge und einem Verzögerungswert die beiden zur Signalerzeugung notwendigen Verzögerungswerte gespeichert. Diese Variante ist insbesondere für hohe Trägerfrequenzen vorteilhaft, da das von der Trägerfrequenz abhängige Taktsignal des Pulsformers nicht hochgesetzt werden muss. Sehr ausgefallene Pulsmuster (vgl. Kap. 6.3) sind jedoch nicht möglich. Dafür kann die Pulsweite mit der Granularität der Verzögerungsleitungen eingestellt werden, welche üblicherweise feiner ausfällt als die Bitdauer des Ansatzes mit Schieberegister. Abbildung 6.6: Pulsformer auf Basis zweier Verzögerungsleitungen Im weiteren Verlauf dieser Arbeit wird stets von einem Pulsformer nach Abb. 6.5 aus- gegangen, da diese Einheit in gängigen FPGAs verfügbar ist. Die in Kap. 7, 10 und 11 verwendete Implementation des Modulators benutzt nur einen Puls pro Periode und ist daher ohne weiteres mit beiden Pulsformervarianten kompatibel. Sollte für eine spätere Implementation ein Pulsformer nach Abb. 6.6 zur Verfügung stehen, kann dieser die Signale ohne Einschränkungen reproduzieren. Aufgrund der besseren Pulsbreitenauflösung können sogar tendenziell noch bessere Werte erreicht werden. 6.5. AMPLITUDENMODULATOR 51 6.5 Amplitudenmodulator Der Amplitudenmodulator und Diskretisierer (Bild 6.3) arbeiten eng zusammen. Der Amplitudenmodulator führt eine Vorverarbeitung des Amplitudensignals durch, während der Diskretisierer auf Basis des Ausgangssignals des Amplitudenmodulators einen Wellen- formeintrag aus der Wavetable auswählt. Für beide Einheiten können mehrere Varianten angegeben und miteinander kombiniert werden. Die simpelste Ausführungsvariante des Amplitudenmodulators besteht, systemtheoretisch betrachtet, aus einem Sample-and-Hold-Element (S&H), das den momentanen Ampli- tudenwert anhand durch den Takteingang vorgegebener Zeitpunkte ermittelt und dem Diskretisierer zur Verfügung stellt (Abb. 6.7a). In der tatsächlichen Umsetzung als digitale Schaltung innerhalb eines Sendesystems liegen die I-Q-Signale typischerweise zunächst mit gegenüber der Trägerfrequenz und der daraus abgeleiteten Taktrate sehr geringer Sample- rate vor. Statt eines massiven Upsamplings und anschließender Auswahl des gewünschten Samples bietet es sich an, nur den Wert zum angestrebten Zeitpunkt zielgerichtet zu interpolieren. Der Interpolator erfüllt dann die Funktion des S&H-Elements. (a) Einfacher Amplitudenmodulator mit S&H-Schaltung (b) Erweiterter Amplitudenmodulator mit S&H und nachgeschalte- tem DSM Abbildung 6.7: Zwei beispielhafte Varianten des Amplitudenmodulators Verbessern lässt sich das Rauschverhalten des Gesamtsystems, indem der Abtastung zusätzlich ein (Low-Pass) Delta-Sigma-Modulator nachgeschaltet wird (Abb. 6.7b). Das Amplitudensignal beinhaltet den größten Teil seiner Leistung um DC herum (vgl. Abb. 6.9). Die Rauschformung der DSM verlagert die durch die Amplitudenquantisierung hervorgeru- fene Rauschenergie aus dem niederfrequenten Bereich heraus. Wird das Amplitudensignal im Pulsformer wieder mit der Phaseninformation zusammengeführt resultieren verminderte In-Band Störungen und ein verbessertes Rauchniveau im an das Nutzband angrenzenden Bereich (vgl. Kap. 7.2). 52 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR Das nicht phasenmodulierte Amplitudensignal ist spektral deutlich breiter als das kom- plexwertige Basisbandsignal (vgl. Abb. 6.9). Diese Tatsache ist anschaulich einsichtig, wenn man bedenkt, dass der stets positive Betragsanteil des Basisbandes beim Durch- queren des Nullpunktes der komplexen Ebene im Zeitbereich eine spitze Diskontinuität erhält. Durchquerungen nahe des Nullpunktes führen zu weniger spitzen, aber dennoch scharfen Kurvenverläufen mit entsprechend hohen Frequenzanteilen (Abb. 6.8). Methoden, die diese Nulldurchquerungen vermeiden, existieren [51,52], erhöhen jedoch die belegte Bandbreite, was in der Aussendung wiederum zu einer Verletzung des Grenzwerts der Nebenkanalaussendungen führt. (a) (b) Abbildung 6.8: Verhalten des Amplitudensignals im Zeitbereich für Symbolübergänge, die (a) durch den Ursprung (b) nahe des Ursprungs der komplexen Ebene verlaufen Wie aus Bild 6.9 ersichtlich, übersteigt das Rauschen der LPDSM erst ab ca. 130MHz das Rauschen der einfachen S&H-Variante. Durch das spätere Zusammenführen mit dem Phasenanteil werden auch die hohen Frequenzanteile des (dann quantisierten) Amplituden- signals in den Nutzkanal hineingemischt. Der Einfluss von Störanteilen auf einer Frequenz ist dabei proportional zur Leistungsdichte des originalen (unquantisierten) Amplitudensi- gnals bei dieser Frequenz. Da die Leistungsdichte des unquantisierten Amplitudensignals oberhalb der genannten 130MHz bereits extrem gering ist, tragen die höheren Störungen der LPDSM-Varianten gegenüber der S&H-Methode kaum zu Störungen im Nutzband bei. Die reduzierte Fehlerleistung nahe DC, im Bereich hoher spektraler Leistungsdichte des Amplitudensignals, wirkt sich hingegen auf die gleiche Weise positiv auf das Aus- gangssignal aus (vgl. Abb. 7.3 in Kap. 6.5). Für breitere Basisbandsignale verbreitert sich das Spektrum des Amplitudensignals, die grundsätzliche Eigenschaft einer abfallenden Leistungsdichte zu höheren Frequenzen hin bleibt jedoch bestehen. Die LPDSM ist im Bezug auf Störungen im und nahe des Nutzbandes daher stets im Vorteil. Das Problem der Implementierung eines DSM mit Taktraten im GHz-Bereich kann aus heu- tiger Sicht als lösbar betrachtet werden. Bereits 2011 hat [49] eine ASIC-Implementation eines DSM bis 3GHz vorgestellt. Die Parallelisierung eines DSM ist darüber hinaus zwar nicht trivial, aber grundsätzlich möglich [72,73]. Sollten noch höhere Taktraten erforderlich sein, bietet der Taktdivisionsfaktor d (vgl. Bild 6.3) des Wavetable-Modulators die Mög- lichkeit, die Taktrate um einen ganzzahligen Faktor abzusenken. Amplitudenmodulator und Diskretisierer erzeugen dann jeweils einen Indexwert für alle d Perioden des HF- Ausgangssignals. Für die Auswirkungen auf das Gesamtspektrum vor dem Ausgangsfilter sei auf Kap. 7.3 verwiesen. 6.5. AMPLITUDENMODULATOR 53 (a) Quantisierte Amplitudensignale; Originales Amplitudensignal als Referenz (b) Rausch- bzw. Fehleranteil im quantisierten Amplitudensignal; Originales Amplitudensignal als Referenz Abbildung 6.9: Vergleich unterschiedlicher Amplitudenmodulatoren. Unbearbeitetes Am- plitudensignal des 5MHz-Basisbandsignals jeweils als Referenz 54 KAPITEL 6. WAVETABLE MODULATOR 6.6 Diskretisierer In der Wavetable sind alle Eingangswellenformen für den Verstärker gespeichert, die von den Pulsformern erzeugt werden können und im Kontext mit dem jeweiligen Verstärker sinnvoll eingesetzt werden können. Für jedes Set Pulsformeranweisungen ist darüber hinaus die bei Anwendung dieser Pulsformen resultierende amplitude des Ausgangsignals auf der Nutzfrequenz hinterlegt (vgl. Tab. 6.1). Die Aufgabe des Diskretisierers besteht darin, den vom Amplitudenmodulator vorverarbeiteten Amplitudenwerten jeweils einen Eintrag aus der Wavetable zuzuordnen. Der Indexwert des ausgewählten Eintrags wird an die Pulsformer übergeben, die entsprechend der gespeicherten Anweisungen das gewählte Ausgangssignal ausgeben. Ist der Amplitudenmodulator als DSM ausgeführt, wird der gespeicherte Amplitudenwert des gewählten Eintrags an den DSM zurückgegeben. Der Diskretisierer wird so Bestandteil der Rauschformung des Amplitudenmodulators. In seiner einfachsten Variante führt der Diskretisierer eine Nearest Neighbour Entscheidung durch: Es wird derjenige Eintrag ausgewählt dessen Amplitudenwert am nächsten an dem vom Amplitudenmodulator erhaltenen Vorgabewert liegt (Abb. 6.10a). Dieser Ansatz ist insbesondere bei einer einteiligen (kontinuierlichen) Wavetable praktikabel. Die nötigen Vergleichsoperationen des eingehenden Amplitudenwerts mit allen Tabelleneinträgen lassen sich vollständig parallelisieren. Eine hohe Ausführungsgeschwindigkeit in Hardware kann somit leicht realisiert werden. In komplexeren Szenarien kann die Wavetable aus mehreren Bereichen bestehen, von denen beispielsweise ein Bereich für kleine Signalamplituden optimiert ist und ein weiterer Teil für hohe Amplituden vorteilhaft ist. Die erzielbaren Amplitudenwerte beider Bereiche überlappen sich. Der Diskretisierer wendet dann auf das eingehende Signal zunächst eine hysteresebehaftete Entscheidung an, die einen der Tabellenbereiche als aktiven Bereich auswählt. Innerhalb dieses Bereiches wird anschließend die Nearest Neighbour Entscheidung durchgeführt (Abb. 6.10b). Ist die Überlappung der Tabellenbereiche groß genug, kommt es nur selten zu einem Bereichswechsel, die spektralen Störungen durch die Bereichsumschaltung sind entsprechend gering. Ist die Zielarchitektur leistungsfähig genug, kann durch eine Erweiterung eine zusätzliche Optimierung des Verstärkerwirkungsgrads erreicht werden. Mit dem bisher beschriebenen Verfahren konnte eine zusätzliche Beeinflussung des resultierenden Wirkungsgrads nur dadurch erreicht werden, dass Ansteuerungsfolgen des Verstärkers, die zwar verarbeitet werden können, aber zu geringer Effizienz führen, nicht in die Wavetable aufgenommen wurden und ihre Benutzung so vollständig ausgeschlossen wird. Als Erweiterung ist es möglich, zu jedem Eintrag der Wavetable zusätzlich eine Kennzahl des Wirkungsgrads der Verstärkers für diese Pulsfolge zu hinterlegen. Ein Fehlersignal, welches die durch die bisher ausgeführten Diskretisierungen aufgeführten Fehler aufsummiert kann separat gebildet oder aus dem DSM-basierten Amplitudenmodulator abgegriffen werden. Zu Zeitpunkten, in denen der momentane Wert dieses Fehlersignals einen zuvor festgelegten Grenzwert unterschreitet, wird dem Diskretisierer die Möglichkeit eingeräumt, von der Nearest Neighbour Entscheidung abzuweichen und stattdessen einen Tabelleneintrag auszuwählen, dessen Amplitudenwert weiter vom Optimum entfernt ist, jedoch in einem besseren Verstärkerwirkungsgrad resultiert. Der Grenzwert kann situationsabhängig angepasst werden und ermöglichst so eine feingra- nulare Abwägung von Signalqualität gegenüber Verstärkerwirkungsgrad. Eine dynamische 6.6. DISKRETISIERER 55 (a) (b) Abbildung 6.10: Varianten des Diskretisierers für eine (a) kontinuierliche Wavetable, (b) Wavetable mit mehreren Bereichen Anpassung innerhalb des laufenden Systems ist ebenso möglich. Bei einer Auslegung des Grenzwertes als sanftes Limit kann eine größere Abweichung der ausgewählten Amplitude zugunsten eines verbesserten Wirkungsgrads erlaubt werden, je geringer das Fehlersignal ist. Um diese Verbesserungen sinnvoll umzusetzen, ist eine genaue Kenntnis des Verstärkers und auch der tolerierbaren Grenzen bei dem zu übertragenden Signal notwendig. Um allgemein anwendbar zu bleiben, wird im weiteren Verlauf dieser Arbeit daher kein Gebrauch von dieser Erweiterung gemacht. 57 7 Spektrale Eigenschaften und Konfigurierbarkeit Die Eigenschaften des erzeugten Ausgangssignals des Modulators hängen sowohl von den Signalparametern (Trägerfrequenz, Bandbreite etc.) als auch der Konfiguration des Modulators ab. Der beschriebene Modulator bietet diverse Einstellungs- bzw. Auslegungs- möglichkeiten. Die folgenden Abschnitte geben einen Überblick, welche Signalqualität erwartet werden kann, wie die spektrale Verteilung des Quantisierungsrauschens ausfällt und welche Zusammenhänge zu den beeinflussbaren Parametern bestehen. Um eine gute Vergleichbarkeit zu gewährleisten wird von einer Basiskonfiguration des Modulators ausgegangen, wie sie auch später in Messungen verwendet wird. Jedes der folgenden Unterkapitel verändert hiervon ausgehend jeweils nur den einen besprochenen Parameter. Die zu Grunde gelegte Basiskonfiguration listet Tabelle 7.1 auf. Parameter Einstellung Serialisierergeschwindigkeit m = 64 Bildungsvorschrift für Wellenformen Diskrete PWM Auflösung der Delayline 1/2Bitzeit des Serialisierers Amplitudenmodulator LPDSM 2. Ordnung Taktreduktion des Amplitudenmodulators Keine (d = 1) Basisband 5MHz Bandbreite, 6.5 dB PAPR Trägerfrequenz 900MHz Tabelle 7.1: Verwendete Basiskonfiguration des Modulators 7.1 Anzahl der Tabelleneinträge und Serialisierergeschwindigkeit Die Geschwindigkeit des Serialisierers lässt sich über den Faktorm variieren. Je geringer die Taktrate im Vergleich zur Trägerfrequenz ist, desto weniger unterschiedliche Wellenformen können erzeugt werden. Diese erhöhte Granularität darstellbarer Amplitudenwerte äußert sich im resultierenden Signal durch höheres (Quantisierungs-)Rauschen außerhalb des übertragenden Bandes. Für die Beispiele in diesem Kapitel wird von einer diskreten PWM als Vorbild zur Erzeugung der Wellenformen für die Wavetable ausgegangen. Eine Verdopplung der Serialisierergeschwindigkeit erlaubt hier die doppelte Menge an Wellenformeinträgen. Bei anderen Erzeugungsverfahren der Wavetableeinträge, wie z.B. Doppelpulse mit Breitenvariation und Positionsvariation, kann die Menge an möglichen Einträgen auch noch besser skalieren. Die Anzahl der Einträge korreliert wiederum mit der Reduktion der Rauschleistung, d.h. die doppelte Anzahl an Wellenformen führt zu einer Reduktion der Rauschleistung um 6dB, wie Abb. 7.1 anschaulich zeigt. Veränderungen des Faktorsm sind nicht auf Verdoppelungen beschränkt.m darf jeden beliebigen ganzzahligen Wert annehmen. 58 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT Abbildung 7.1: Vergleich unterschiedlicher Serialisierertaktraten, ungefiltertes Signal 7.2. AMPLITUDENMODULATOR 59 Je geringer die unerwünschten Signalanteile ausfallen, desto geringer darf die Steilheit des Ausgangsfilters im Gesamtsystem sein, ohne die Bestimmungen zu erlaubten Nebenaus- strahlungen zu verletzen. Alternativ kann das Passband des Filters breitbandiger ausgelegt werden. Dies ermöglicht im realisierten System ein breiteres Retuning der Trägerfrequenz, ohne dass Anpassungen am Ausgangsfilter oder ein elektrisch verstellbares Filter notwendig wären. Der digitale Verstärker ist nicht frequenzselektiv und erfordert daher ebenfalls keine Anpassungen. Bild 7.2 zeigt ein extremes Beispiel, bei dem das Quantisierungsrauschen durch die hohe Serialisierergeschwindigkeit bereits unterhalb des Limits von -45 dBc1 liegt. Der Bandpass ist so breitbandig ausgelegt, dass das System ohne Hardwareanpassungen von 900MHz Sendefrequenz bis >1500MHz verwendet werden kann. Für diese Anwendung ist ein LPDSM 1. Ordnung als Amplitudenmodulator geeigneter als einer 2. Ordnung, da die Verteilung des Quantisierungsrauschens flacher verläuft und sein Scheitelpunkt somit geringer ausfällt (vgl. Kap. 7.2). Abbildung 7.2: Retunebarkeit desselben Systems, wenn ein breitbandiges Ausgangsfilter mit steiler oberer Bandgrenze verwendet wird. Spektren sind jeweils hinter dem Filter dargestellt.m = 64, Amplitudenmodulator LPDSM 1. Ordnung 7.2 Amplitudenmodulator Der Amplitudenmodulator hat signifikanten Einfluss auf die Qualität des Ausgangssignals. Die Gesamtenergie des Quantisierungsrauschens im Ausgangssignal des Wavetable Modu- lators bestimmt sich im Wesentlichen über die Gestaltung der Einträge der Wavetable und 1Limit für LTE-systeme laut [43, Kap. 6.6.2] 60 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT die Eigenschaften des Eingangssignals. Die Signalanteile um 0Hz und bei Vielfachen der Trägerfrequenz sind systemimmanent und können durch den Amplitudenmodulator nicht beeinflusst werden. Durch rauschformende Eigenschaften kann der Amplitudenmodulator jedoch Einfluss auf die Verteilung der Störanteile zwischen diesen festen Signalanteilen nehmen. Abb. 7.3 zeigt die Auswirkungen verschiedener Amplitudenmodulatoren auf das Ausgangs- signal des Wavetable Modulators. Die Sample-and-Hold-Variante („S&H“) ist einfach zu implementieren, erzeugt jedoch den größten Teil der Störungen im Bereich der Trägerfre- quenz. Der Anteil neben dem gewünschten Kanal macht sehr steilflankige Ausgangsfilter notwendig, die insbesondere mit niedriger Einfügedämpfung nur sehr schwer zu konstruie- ren und platzaufwändig sind. Die Störungen, die auf den Bereich des Übertragungskanals entfallen, können nicht ausgefiltert werden und verschlechtern das übertragende Signal. EVM-Grenzwerte des Zielsystems können ggf. überschritten werden. Die Ausführung des Amplitudenmodulators als LPDSM hingegen konzentriert die höchsten Fehlerbeiträge auf den Bereich zwischen Vielfachen der Trägerfrequenz und damit weit vom Übertra- gungskanal entfernt. Das Ausgangsfilter darf über eine deutlich geringere Flankensteilheit verfügen und die In-Kanal-Störungen sind minimal. Dargestellt in Abb. 7.3 sind LPDSM erster und zweiter Ordnung. Eine höhere Ordnung verringert die Störanteile in Kanalnähe, erhöht aber die Signalamplitude im mittleren Bereich zwischen Vielfachen des Trägers. LPDSM mit Ordnungen > 2 sind aus anderen Anwendungen bekannt [74], dem höheren Implementationsaufwand stehen jedoch sinkende Signalverbesserungen gegenüber. 7.3 Taktreduktion des Amplitudenmodulators Die Taktrate des Amplitudenmodulators ist an die Trägerfrequenz gekoppelt. Insbesondere bei sehr hohen Trägerfrequenzen kann es sinnvoll sein, die Taktrate zugunsten der besseren Implementierbarkeit zu reduzieren. Dies ist über den Taktdezimator d (vgl. Abb. 6.3) mit ganzzahligen Teilerverhältnissen möglich. Da der Amplitudenmodulator nur alle d Perioden des Ausgangssignals einen neuen Eintrag aus der Wavetable auswählt und an die Pulsformer übergibt, müssen entweder die Pulsformer die Generatoranweisungen d mal wiederholen, oder die Wavetable muss bereits Anweisungen enthalten, die jeweils d Perioden umfassen. Die letztere Variante bietet die höhere Flexibilität und ermöglicht eine höhere Signalqualität als die erstgenannte, da hier auch unterschiedliche Wellenformen innerhalb eines Eintrags zusammengefasst werden können. Kommend vom dem d = 1 Fall kann im d = 2 Fall durch die einfache Duplizierung der Pulsformeranweisungen der d = 1 Wavetable ein Eintrag der d = 2 Tabelle geschaffen werden, der den gleichen resultierenden Amplitudenwert erzeugt. Zusätzlich entsteht bei der Kombination zweier unterschiedlicher Einträge der d = 1 Wavetable ein neuer Eintrag in der d = 2 Wavetable, mit einem neuen Zwischenwert der resultierenden Signalamplitude. Auf diese Weise enthält die Tabelle mehr Einträge und die Amplitudengranularität nimmt ab. Die Auswirkungen der reduzierten Amplitudengranularität wurden breites in Kapitel 7.1 besprochen. Die Auswirkung der durch den Faktor d hervorgerufenen Taktreduktion selbst veranschau- licht Abb. 7.4. Für diese Simulation wurde die Länge der Wavetable beibehalten, es wurde 7.3. TAKTREDUKTION DES AMPLITUDENMODULATORS 61 Abbildung 7.3: Auswirkungen drei verschiedener Verfahren (S&H, LPDSM 1. und 2. Ord- nung) als Amplitudenmodulatoren innerhalb des Wavetable Modulators 62 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT also nur mit identisch duplizierten Pulsformen gearbeitet. Da der Amplitudenmodulator mit reduzierter Taktrate arbeitet, treten entsprechend mehr und frequenzmäßig gestauch- te Spiegelspektren auf. Der schnellere Anstieg des Rauschanteils in Trägernähe kann durch die Erweiterung der Wavetable mit kombinierten Einträgen teilweise, jedoch nicht vollständig, kompensiert werden. Insbesondere hohe Faktoren d bieten die Möglichkeit, die Reihenfolge der Pulsformen, aus der ein einzelner Eintrag zusammengesetzt wird, zu randomisieren. Diese Methodik ähnelt dem in Kapitel 5.2 vorgestellten und in [48] genauer erläuterten Grundprinzip, agiert jedoch auf höherer Ebene: Statt einzelner Pulse (1 oder 0) werden ganze Wellenformen (Auswahl aus typisch > 20 verschiedenen) aneinander gereiht. Auf diese Weise kann die Leistungsfähigkeit eines Modulators mit d = 1 am ehesten angenähert, jedoch nicht vollständig erreicht werden, wenn Faktoren d > 1 nötig sind. Die ebenfalls um den Faktor d reduzierte maximale Modulationsbandbreite ist jedoch unumgänglich. 7.4 Kanalbandbreite Kapitel 6.5 erläutert, wie sich das Diskretisierungsrauschen des Amplitudenmodulators auf die In-Kanal-Störungen und die Signalanteile außerhalb des Übertragungsbandes auswirkt. Je größer die Bandbreite des eingehenden Basisbandsignals ist, desto breiter ist auch das Spektrum seines Amplitudenanteils. Beim späteren Zusammenfügen mit der Pha- seninformation wird für breitere Signale daher zunehmend mehr Quantisierungsrauschen in den Kanal hinein und in seine unmittelbare Umgebung gemischt. Abb. 7.5 veran- schaulicht die Auswirkungen steigender Basisbandbandbreite bei einer Trägerfrequenz von fc = 900MHz. Alle drei Signale sind auf die gleiche Spitzenleistung normiert und besitzen eine identische mittlere Leistung (PAPR = 6.5 dB). Während die ACLR allein schon durch die bei breitbandigen Signalen geringere spektrale Leistungsdichte abnimmt, nehmen zeitgleich die Störanteile neben dem Übertragungsband zu. Insbesondere bei dem 100MHz breiten Basisbandsignal wird die ACLR dadurch deutlich eingeschränkt. Eine derart hohe Modulationsbandbreite ist auf dem gezeigten 900MHz Träger jedoch unüblich. Für höhere Trägerfrequenzen ist diese Bandbreite besser umsetzbar (Kap. 7.5). Ein hartes Limit für die maximal umsetzbare Basisbandbandbreite kann nicht angegeben werden. Die spektrale Leistungsdichte des Amplitudensignals fällt außerhalb der Nenn- bandbreite des komplexwertigen Basisbandsignals zwar rasch ab (vgl. Abb. 6.9), durch die finite Taktrate des Amplitudenmodulators wird jedoch immer ein gewisser Anteil dieses Spektrums zurückgefaltet. Für sehr breite Basisbandsignale wird sich das Leistungsdichte- sprektrum des Amplitudensignals soweit verbreitern, dass der ab der halben Frequenz der Amplitudenmodulatortaktrate zurückgefaltete Energieanteil nicht weiter vernachlässigbar ist und für erhöhte Störanteile sorgt. Das exakte Limit hängt von den Anforderungen des Gesamtsystems an die EVM und ACLR ab. 7.4. KANALBANDBREITE 63 Abbildung 7.4: Taktreduktion des amplitudenmodulators um den Faktor d 64 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT Abbildung 7.5: Unterschiedliche Basisbandsignale prozessiert durch den gleichen Modula- tor bei fc = 900MHz 7.5. TRÄGERFREQUENZ 65 7.5 Trägerfrequenz Die Taktrate des Modulators und die Trägerfrequenz sind über die Faktoren d und m gekoppelt. Eine Änderung der Trägerfrequenz wirkt sich daher unmittelbar auf die Sys- temeigenschaften aus. Abb. 7.6 knüpft an Abb. 7.5 an und zeigt das gleiche System bei höheren Trägerfrequenzen. Die höhere Trägerfrequenz erhöht die Abtastrate des Amplitudenmodulators. Die vergrößerte Bandbreite für die Rauschformung verringert so die Störeinflüsse auf das Signal in der Umgebung des Trägers. Die Phaseninforma- tion ist wie das Amplitudensignal ebenfalls sehr breitbandig und zeigt einen Verlauf mit stark reduzierter, aber nicht verschwindender spektraler Leistungsdichte der hohen Frequenzanteile. Die Phasenlage wird im binären Ausgangssignal durch die tempora- le Position der beiden Signalflanken eines Pulses festgelegt. Somit ist jeder Puls eine Stützstelle für die Phaseninformation. Eine höhere Trägerfrequenz resultiert in mehr Wellenformen und damit mehr Pulsen pro Zeiteinheit. Die so erhöhte Ausgaberate der Phaseninformation erhöht die Übertragungsbandbreite der Phaseninformation in das Ausgangssignal (Nyquist-Shannon-Abtasttheorem) und steigert so die Reproduktionstreue des Phasenanteils. Das 100MHz Signal, dessen Reproduktionsqualität bei fc = 900MHz noch grenzwertig ist (Abb. 7.5), ist bereits bei 2GHz gut umsetzbar (Abb. 7.6), bei 6GHz sind auch noch breitere Signale möglich. 7.6 PAPR des Basisbandes Wird dem Modulator ohne Veränderung der Parameter des Modulators selbst ein Signal mit ungünstigerem Verhältnis aus Spitzenleistung zu durchschnittlicher Leistung (PAPR) zugeführt, ändern sich die grundsätzlichen Eigenschaften des Modulators erwartungsgemäß nicht. Es ist jedoch zu beobachten, dass sich die unmittelbar neben dem gewünschten Kanal auftretenden Störanteile für Signale höherer PAPR zusammen mit der spektralen Leistungsdichte im Kanal verringern. Abb. 7.7 veranschaulicht dies beispielhaft anhand von zwei Signalen gleicher Bandbreite mit 6.5 dB und 10 dB PAPR. 7.7 Mehrträgersysteme Die wesentlichste Einschränkung des vorgestellten Verfahrens liegt in der systembedingt fehlenden nativen Unterstützung für Mehrträgersysteme. Eine eingeschränkte Mehrträger- funktionalität kann erreicht werden, indem dem Modulator ein vorbereitetes Basisband zugeführt wird, welches bereits alle zu verarbeitenden Frequenzbänder in dem gewünschten Abstand zueinander enthält. Auf diese Weise können zumindest Mehrträgeraussendungen für dicht beieinander liegende Träger realisiert werden. Alle Versuche, Mehrträgerfunktio- nalität für weit voneinander entfernte Träger in das Verfahren zu integrieren, mündeten hingegen in einer deutlichen Reduktion der erzielbaren Signalqualität und / oder des Verstärkerwirkungsgrades. In der Literatur zu anderen Modulationsverfahren für Mehrträ- gersysteme wird eine BPDSM eingesetzt, die aufgrund ihrer geringen Coding Efficiency 66 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT Abbildung 7.6: Spektrale Leistungsdichte des Modulatorausgangs für die drei Basisband- signale aus Kap. 7.4 bei einer Trägerfrequenz von 2GHz und 6GHz; Zum direkten Vergleich mit Abb. 7.5, allerdings andere Achsenskalierung aufgrund deutlich geringerer Störanteile 7.7. MEHRTRÄGERSYSTEME 67 Abbildung 7.7: Veränderungen der Störanteile im benachbarten Kanal bei unterschiedli- chen PAPR-Werten 68 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT und hohen Schaltfrequenz für geringeren Verstärkerwirkungsgrad sorgt und dem mög- lichen Abstand der Träger enge Grenzen setzt [75]. Andere Verfahren nutzen mehrere binäre Verstärker [76] oder mehrere Multi-Level-Verstärker [77], deren Ausgangsleistungen im Anschluss aufsummiert werden müssen. An dieser Stelle empfiehlt es sich, stattdes- sen auf getrennte Verstärkerpfade für jeden parallel auszusendenden Träger nach dem in dieser Arbeit vorgestellten Prinzip zu setzen. Jeder der Pfade bietet dann für sich die volle Durchstimmbarkeit von DC bis zur Maximalfrequenz bei gleichzeitig maxima- lem Wirkungsgrad und Signalqualität. Zusätzlich können einzelne Verstärkerpfade bei Nichtbenutzung abgeschaltet werden. 7.8 Vergleich zum Stand der Technik Mit der in Tab. 7.1 genannten Basiskonfiguration des Wavetable Modulators ergeben sich die in Tab. 7.2 aufgeführten Kennzahlen. Das 5MHz breite Signal ist direkt vergleichbar mit Tab. 5.1. Die Signalverzerrungen, ausgedrückt durch ACLR und EVM, sind beim Wavetable Modu- lator deutlich geringer als bei allen anderen digitalen Verfahren. Die in Kap. 4.1 definierten Mindestanforderungen von ACLR > 55 dB und EVM rms < 3.5% werden mit großzügiger Reserve übererfüllt. Auch das 20MHz breite Signal kann die Anforderungen noch gut erfüllen, lediglich das 100MHz breite Signal unterschreitet die ACLR Anforderungen. Bei der Einschätzung ist jedoch zu beachten, dass die ACLR immer in Kanälen mit der gleichen Breite wie das Basisbandsignal erfasst wird. Bei dem 100MHz Signal ergibt sich somit eine Erfassungsbandbreite von 500MHz, was auf einem 900MHz Träger ungewöhn- lich breit ist. Bereits die Übertragung eines 100MHz breiten Signals auf einem Träger um 900MHz ist in der Praxis aufgrund der historisch bedingten Frequenzvergabe in deutlich schmaleren Frequenzblöcken eher nicht relevant. Auf höheren Trägerfrequenzen verbessert sich die durch den Wavetable Modulator erreichte ACLR hingegen deutlich (vgl. Kap. 7.5 und Tab. A.7). Im Vergleich zum Stand der Technik (Tap. 5.1) ist zu bemerken, dass die ACLR- und EVM- Werte des Wavetable Modulators die aller anderen digitalen, d.h. nicht zeitkontinuierlich implementierten, Verfahren übertreffen. Die relative Coding Efficiency ηcr erreicht den maximal möglichen Werten von 100% und steht damit keinem der etablierten Verfahren nach. Einzig die mittlere relative Schaltfrequenz f̄ sw/fc des Wavetable Modulators fällt mit knapp unter eins höher aus als die einiger der etablierten Verfahren. Da die Verfahren PSM, DSPSM und EDSM die notwendige Bedingung der ACLR jedoch nicht erfüllen können und die BPDSM an der geringen Kodiereffizienz scheitert, muss dieser Umstand als anscheinend notwendiges Übel hingenommen werden. Sollte es notwendig erschei- nen, die mittlere Schaltfrequenz dennoch zu senken, bietet der Wavetable Modulator die Möglichkeit, den Diskretisierer derart zu gestalten, dass in bestimmten Abständen oder zu besonders günstigen Zeitpunkten die Ausgabe einer Wellenform ohne Schaltvorgän- ge („Nullsequenz“) erzwungen wird. Der resultierende Amplitudenfehler wird von dem Amplitudenmodulator automatisch anhand des Rückkopplungspfades (vgl. Abb. 6.7b) 7.8. VERGLEICH ZUM STAND DER TECHNIK 69 so gut wie möglich kompensiert. Da sich bei diesem Vorgehen der Betrag des Fehler- terms innerhalb des Amplitudenmodulators vergrößert, resultiert allerdings ein geringfügig höheres Quantisierungsrauschen. Über die Menge und Positionierung der eingestreuten Nullsequenzen kann auf diese Weise feingranular zwischen der Höhe des herauszufilternden Quantisierungsrauschens und einem durch die geringere mittlere Schaltfrequenz erhöhten Wirkungsgrad des Verstärkers abgewogen werden. Der gleiche Effekt stellt sich ebenfalls ein, wenn die Pulsfolgen mit Amplitudenwerten nahe Null aus der Wavetable entfernt werden. Auch der unmodifizierte Diskretisierer wird in diesem Fall für kleine Signalampli- tuden häufiger die Nullsequenz auswählen. Die Granularität der Einflussnahme ist bei dieser Methode allerdings gröber als bei der zuvor genannten Variante mit erzwungener Einstreuung von Nullsequenzen. BB Bandbreite 5MHz 20MHz 100MHz Trägerfrequenz 0.90GHz 0.90GHz 0.90GHz Taktrate 0.90GHz 0.90GHz 0.90GHz Mittlere Schaltfrequenz fsw 893MHz 894MHz 896MHz fsw/fc 0.992 0.993 0.996 Coding Efficiency ηc 18.1% 18.1% 18.1% Relative Cod. Eff. ηcr 100.0% 100.0% 100.0% ACLR L2 80.3 dB 65.1 dB 35.8 dB ACLR L1 73.1 dB 59.1 dB 41.5 dB ACLR U1 71.8 dB 59.2 dB 40.8 dB ACLR U2 80.7 dB 64.2 dB 35.9 dB EVM rms 0.03% 0.12% 0.82% EVM max 0.15% 0.68% 5.10% Tabelle 7.2: Signaleigenschaften des Wavetable Modulators bei 900MHz Trägerfrequenz und den Einstellungen aus Tab. 7.1 In Tab. 7.2 nicht erfasst ist die Verteilung und Stärke unerwünschter Frequenzanteile im Spektrum, die unmittelbaren Einfluss auf die Komplexität des Ausgangsfilters nimmt. Anhand von Abb. 7.1 (die Standardkonfiguration entspricht m = 64) wird deutlich, dass das Ausgangsfilter bei Verwendung des Wavetable Modulators lediglich bei Vielfachen der Trägerfrequenz eine hohe Dämpfung aufweisen muss. Der Rauschanteil zwischen diesen Spitzenwerten muss nur gering oder, je nach einzuhaltender Spezifikation, gar nicht gedämpft werden. Das Filter benötigt daher keine hohe Flankensteilheit. Solch geringe Anforderungen an den Filterentwurf kann keines der digitalen Verfahren nach dem Stand der Technik (vgl. Bilder in Kap. 5) erreichen. Ähnlich geringe Filteranforderungen besitzen nur die ursprünglich analogen Verfahren PWM und Click Modulation. Alle zeitdiskretisierten Varianten der drei analogen Verfahren scheitern allerdings an den Anforderungen zur ACLR, besitzen eine höhere mittlere Schaltfrequenz als der Wavetable Modulator und schneiden bei der EVM schlechter ab. Die Click Modulation besitzt zudem eine geringe Coding Efficiency (ηcr nur 25%). Insgesamt betrachtet besitzt der Wavetable Modulator gegenüber allen Verfahren aus Kap. 5 deutliche Vorteile. Zusätzlich verfügt der Wavetable Modulator inhärent über Fähigkeiten, Nichtlinearitäten von realen Digitalverstärkern zu kompensieren (Kap. 8). 70 KAPITEL 7. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT Alle bisherigen Verfahren benötigen zu diesem Zweck eine zusätzliche digitale Signalvor- verzerrung (DPD), die Energie verbraucht. Besonders bei geringen angestrebten Ausgangs- leistungen des Verstärkers ist die Leistungsaufnahme des Modulators und ggf. notwendiger DPD für die Energiebilanz des Gesamtsystems relevant. Im Vergleich verschiedener Einstellungen des Wavetable Modulators untereinander zeich- net sich der Trend ab, dass Einstellungen, die geringere Störanteile erzeugen oder die Anforderungen an das Filter reduzieren mit erhöhten Anforderungen an die digitale Signal- verarbeitung des Wavetable Modulators (z.B. höhere Taktrate oder Ordnung des DSM im Amplitudenmodulator) einhergehen. Für die zukünftige Entwicklung bedeutet dies, dass das Verfahren sich den Hardwarevoraussetzungen anpassen kann. Beim Verfügbarwerden leistungsfähigerer Digitalschaltungstechnik genügt eine Anpassung der Parameter des Wavetable Modulators und das System profitiert von weiter verbesserten Eigenschaften des Ausgangssignals. 71 8 Korrektur von Nichtlinearitäten Bei analogen Verstärkern werden unter dem Begriff der Nichtlinearität die Abweichungen des realen Verstärkers von der idealen, linearen Übertragungsfunktion zwischen Signal- eingang und Verstärkerausgang zusammengefasst. Bei digitalen Verstärkern wird dieser Begriff ebenfalls gleichbedeutend benutzt, bezieht sich jedoch auf die Übertragungscha- rakteristik das Gesamtsystems bestehend aus zumindest Modulator und Verstärker. Der digitale Verstärker für sich betrachtet soll diskrete Ausgangslevel erzeugen. Die linea- re Übertragung von Amplitudenzwischenabstufungen spielt im Verstärker selbst daher zunächst keine Rolle. Es ist sogar erstrebenswert, dass der Verstärker ein Schwellwertver- halten aufzeigt und damit maximal nichtlinear ist, um das Eingangssignal bestmöglich aufzuarbeiten. Das gesamte System, von Basisbandeingang bis hinter das Ausgangsfilter, soll sich jedoch linear verhalten, damit Nebenaussendungen nicht stattfinden und keine in-Band Störungen erzeugt werden. Zu Abweichungen von der gewünschten Pulsform kommt es bei digitalen Verstärkern beispielsweise durch finite Flankensteilheit [78], unterschiedliche Durchlaufzeiten für die steigende und fallende Flanke (Pulse werden gestreckt oder gestaucht) und einem Innenwiderstand des Ausgangsknotens von > 0Ω, der zu Ausgangsstromabhängigen Beeinflussungen der Spannungsplateaus am Verstärkerausgang führt. In der Folge weichen Amplitude und Phasenlage des gefilterten Ausgangssignals vom dem rechnerischen Wert der idealen Pulsform ab. Klassischerweise wird zur Korrektur der Nichtlinearität des Verstärkersystems eine auf das Basisband wirkende digitale Vorverzerrung (DPD, digital predistortion) verwendet. Dazu wird ein Modell des Verhaltens des Verstärkersystems erzeugt, aus dem das inverse Modell errechnet und anschließend als zusätzlicher Bearbeitungsschritt dauerhaft auf das Basisbandsignal angewandt wird. Der vorgestellte Wavetable Modulator bietet jedoch von sich aus bereits eine weitere Möglichkeit der Korrektur, die im Gegensatz zur klassischen DPD keine zusätzlichen Prozessierungsressourcen benötigt. Durch den Verzicht auf eine zusätzliche DPD kann deren Energiebedarf eingespart werden und so die Energieeffizienz des Gesamtsystems verbessert werden. Für die Berechnung der Korrekturwerte sind nur wenige Samples des Ausgangssignals notwendig und der Rechenaufwand zur Ermittlung der Korrekturwerte ist gering. Der zusätzliche Energieaufwand zur Ermittlung der Korrekturwerte nach diesem Verfahren ist daher ebenfalls gering. Zudem sind keine gesonderten Testsequenzen notwendig. Die Ermittlung neuer Korrekturwerte erfolgt anhand des aktiven Nutzsignals und die Übernahme der neuen Korrekturwerte ist nahtlos, die Aussendung muss nicht unterbrochen werden. Das Korrekturverfahren Das Arbeitsprinzip des Modulators basiert darauf, dass in der Wavetable alle sinnvoll nutzbaren Wellenformen abgelegt und mit einer Amplitudenangabe versehen sind. Der 72 KAPITEL 8. KORREKTUR VON NICHTLINEARITÄTEN Amplitudenmodulator wählt zwischen den vorhandenen Einträgen eine Reihenfolge aus, mit der der gewünschte momentane Amplitudenwert möglichst gut angenähert wird. Der Amplitudenmodulator verwendet ausschließlich die Amplitudeninformation aus der Wavetable, während die Pulsformer nur auf die Wellenformbeschreibung (Bitfolge) und die Verzögerungswerte zurückgreifen. Eine feste Kopplung zwischen Amplitudenwert und Wellenform besteht daher seitens der Modulatorhardware nicht, die Werte können beliebig und unabhängig voneinander angepasst werden. Damit das resultierende Signal am Filterausgang dem gewünschten Signalverlauf entspricht, ist es unabdingbar, dass die Wellenformen nach dem Verstärker und Filter exakt die erwartete Amplitudenreaktion hervorrufen. Können nun die tatsächlich resultierenden Amplituden- und Phasenwerte für alle Pulsformen gemessen werden, können sie in der Wavetable hinterlegt werden. Aufgrund der nun geänderten Amplitudenwerte wird der Amplitudenmodulator eine andere Reihenfolge an Pulsformen auswählen. Die Zusammenhänge, die die Wavetable beschreibt, passen besser zum realen System und somit kann das gewünschte Signal deutlich besser reproduziert werden. Auf diese Weise wird effektiv eine Korrektur der Amplitude und Phasenlage des Aus- gangssignals anhand der momentanen Amplitude des Basisbandsignals erreicht. Dass dieses Verfahren gute Ergebnisse erzielen kann, ist in einigen speziellen Eigenschaften des digitalen Verstärkers und des Wavetable Modulators begründet: Der Verstärker ist so breit- bandig, dass Verzerrungen der Eingangssignalform sehr schnell abklingen. Erreichen die durch eine bestimmte Wellenform ausgelösten Verzerrungen nicht die nächste Wellenform, können alle Einträge der Wavetable individuell korrigiert werden. Eine speicherbasierte, dynamische Korrektur, die auf die Historie des Signals reagiert, ist dadurch nicht nötig. Zusätzlich wirkt sich positiv aus, dass der Modulator zur Erzeugung eines Amplituden- wertes, der zwischen zwei in der Wavetable verfügbaren Werten liegt, stets zwischen den beiden benachbarten Einträgen wechselt. Größere Sprünge zu Einträgen mit ganz anderen Amplitudenwerten finden nicht statt. Aufgrund dieser Eigenschaft kann der gemessene Fehler im gefilterten Ausgangssignal allein anhand der für diesen Zeitpunkt gewünschten (idealen) Amplitude bestimmten Einträge in der Wavetable zugeordnet werden. Sind die Wellenformen benachbarter Einträge der Wavetable zudem in ihrer Beschaffenheit ähn- lich, folgt auch der Fehlerwert über alle Amplitudenwerte bzw. Wavetableeinträgen einer kontinuierlichen Funktion. Die Vielzahl aller gemessenen Amplituden- bzw. Phasenwerte kann daher auf einfache Weise zu einer geglätteten Mittelwertfunktion zusammengefasst werden, aus der im Anschluss die für jeden Eintrag der Wavetable aktualisierten Werte abgelesen werden können. Abb. 8.1 veranschaulicht das Verfahren zur Linearisierung der Übertragungskennline. Für Bild 8.1a wurde die Wavetable mit den berechneten Amplitudenwerten der idealen Pulsformen initialisiert und das 5MHz breite Basisbandsignal bei einer Trägerfrequenz von 900MHz durch einen realen Verstärker im Versuchsaufbau verarbeitet. Die Messdaten entstammen der in Kap. 10.4 aufgeführten Messung (Messaufbau siehe Kap. 10.1). Die gewünschten, vom Basisbandsignal vorgegebenen Amplitudenwerte sind in Bild 8.1a gegen die zum gleichen Zeitpunkt erfassten Amplitudenwerte nach dem Bandpassfilter aufgetragen. Diese Messwerte werden zu der ebenfalls abgebildeten Ausgleichsfunktion zusammengeführt. Als vertikale Linien sind die in der Wavetable für die verschiedenen Wellenformeinträge hinterlegten Amplitudenwerte dargestellt. Der Schnittpunkt dieser Geraden mit der aus den Messwerten bestimmten Ausgleichsfunktion ergibt den neu zu setzenden Amplitudenwert des jeweiligen Wellenformeintrags. Die Ermittlung der 73 Phasenabweichungen erfolgt analog dazu, mit dem einzigen Unterschied, dass die Differenz aus Soll- und Ist-Phase über die Amplitude des Eingangssignals aufgetragen wird. Das restliche Verfahren ist identisch. Es ist zu bemerken, dass für den abgebildeten Fall der Verstärker auf Wellenformen mit einer berechneten Amplitude von 0.4 kaum und unter 0.1 gar nicht reagiert. Dies sind Einträge mit sehr kurzen Pulsen. Die Einträge mit keiner Reaktion werden aus der Wavetable entfernt bzw. inaktiv geschaltet. Werden die auf die beschriebene Weise ermittelten Werte in die Wavetable übernommen, ergeben sich anschließend für das nun resultierende Signal die in Abb. 8.1b wiedergebenden Verhältnisse. Die Übertragungs- kennlinie ist nun linear, mit nur geringen Streuungen der Messwerte. Werden aus diesen Daten neue Amplitudenwerte ermittelt, fallen diese wieder auf die bisher verwendeten. Der Korrekturvorgang ist damit abgeschlossen. Er muss erst dann wieder wiederholt werden, wenn der Verstärker seine Charakteristik z.B. durch Temperaturänderung oder Alterung soweit verändert hat, dass die eintretende Nichtlinearität unerwünschte Auswirkungen hat (z.B. ein Grenzwert für Nebenaussendungen droht, überschritten zu werden). Die Abbildung 8.2 stellt die Ausgangssignale des unkorrigierten Systems (nach Abb. 8.1a) und des korrigierten Systems (aus Abb. 8.1b) gegenüber. Tabelle 8.1 listet die zugehörigen numerischen Kennwerte. Die anfangs schlechte ACLR konnte durch den Korrekturalgorith- mus um 39 dB im ersten Seitenkanal verbessert werden, ohne dass dafür eine externe DPD nötig ist. Eine ähnlich drastische Verbesserung zeigen die In-Kanal-Störungen anhand der EVM. Die deutliche Erhöhung der Ausgangsleistung und damit einhergehend des Verstärkerwirkungsgrades durch die Korrektur ist dadurch zu erklären, dass im unkorri- gierten Fall (Abb. 8.1a) Amplitudenwerte <0.4 zu nahezu keiner Ausgangsleistung führen. Das Testsignal besteht jedoch zu 47% der Zeit aus Amplitudenwerten, die unterhalb dieser Grenze liegen. Alle darüber liegenden Amplituden werden zusätzlich zu gering wiedergegeben, so dass im unkorrigierten Fall eine deutlich zu geringe Ausgangsleistung resultiert. Parameter Ohne Korrektur Mit Korrektur Trägerfrequenz 900MHz 900MHz BB Bandbreite 5MHz 5MHz PAPR 6.5 dB 6.5 dB Betriebsspannung 40V 40V In-Band Leistung 25.7 dBm 30.5 dBm Mittl. ηdrain 32% 48% Mittl. ηdig 19% 36% ACLR L2 32.6 dB 58.6 dB ACLR L1 15.6 dB 55.4 dB ACLR U1 15.3 dB 57.1 dB ACLR U2 32.5 dB 59.2 dB EVM rms 52.88% 0.57% EVM max 75.77% 1.61% Tabelle 8.1: Kennwerte der Signale aus Abb. 8.2 bzw. Abb. 8.1 74 KAPITEL 8. KORREKTUR VON NICHTLINEARITÄTEN (a) AM-AM Diagramm mit berechneten (idealen) Amplitudenwerten in der Wavetable (b) AM-AM Diagramm nach der Korrektur der Amplituden- und Phasenwerte in der Wavetable Abbildung 8.1: AM-AM Kurven zur Ermittlung der korrigierten Amplitudenwerte der Wavetable 75 Abbildung 8.2: Frequenzbereichsdarstellung des Ausgangssignals mit und ohne Korrektur der Wavetablewerte Weitere praxisrelevante Eigenschaften des Verfahrens Das beschriebene Korrekturverfahren benötigt keine speziellen Testsignale. Es kann auf jedes beliebiges Basisbandsignal im laufenden Betrieb angewandt werden. Die Übernahme der neuen Werte in die Wavetable erfolgt ohne Unterbrechung der Aussendung. Die einzige Voraussetzung zur Erzeugung eines vollständigen Satzes an Korrekturwerten ist, dass die gesampleten Messwerte den aktiv genutzten Amplitudenbereich abdecken. Eine Menge von 1000 äquidistant verteilten Erfassungen hat sich in der Praxis als bereits ausreichend erwiesen. Besteht die Möglichkeit, den Erfassungszeitpunkt gezielt beim Durchqueren einer bestimmten Amplitude im Eingangssignal zu triggern, sind erste Korrekturen bereits ab ca. 10 Erfassungen möglich, wenn deren Amplitudenwerte gleichmäßig über den gesamten Dynamikbereich verteilt gewählt wurden. Dem Verfahren gelingt es bei besonders starken Abweichungen (wie z.B. den in Abb. 8.1a gezeigten) nicht immer, beim ersten Durchgang bereits eine exakte Vorhersage der korrek- ten Werte zu liefern. Es empfiehlt sich in diesem Fall, das Verfahren mehrfach anzuwenden. Wurde einmal ein gutes Korrekturergebnis erreicht, ist ab dann auch ein jeweils einzel- ner Durchgang ausreichend, um beispielsweise temperaturbedingten Veränderungen des Verstärkers zu folgen. Die Stabilität des Prozesses bei sehr großen Abweichungen und mehreren Durchgängen kann zusätzlich gesteigert werden, indem die neu ermittelten Werte nicht direkt in die Wavetable übernommen werden, sondern ein gewichtetes Mittel aus bisherigen und neuen Werten gebildet wird. Verhältnisse von (50% alt + 50% neu) bis (10% alt + 90% neu) haben sich bewährt. 76 KAPITEL 8. KORREKTUR VON NICHTLINEARITÄTEN Bezüglich der Erfassungsrate der einzelnen Samples eines Korrekturdurchgangs bestehen keine kritischen Einschränkungen. Es ist durchaus möglich, die Abtastung mit nur wenigen kHz oder sogar einigen Hz Samplingrate durchzuführen, so lange gewährleistet ist, dass genügend Samples (s.o.) erfasst werden, bevor der Verstärker beispielsweise aufgrund von Temperaturänderungen zu stark driftet. Sofern die Verstärkertemperatur hinreichend konstant bleibt, behalten einmal ermittelte Korrekturwerte ihre Gültigkeit auch über lange Zeitperioden hinweg, wie im Laborversuch bei der Wiederinbetriebnahme eines Verstärkers nach über vier Wochen Liegezeit festgestellt werden konnte. Es ist daher plausibel, die Schaltung zur Erfassung der Korrekturwerte für den größten Teil der Betriebszeit in einem Niedrigenergiezustand zu halten und nur bei Bedarf zu aktivieren. Die Energieaufnahme dieses Hardwareteils wird sich dann entsprechend gering auf die Energiebilanz des Gesamtsystems auswirken. Dies steht im Gegensatz zu der bei anderen Modulationsverfahren notwendigen DPD, die permanent aktiv sein muss und daher auch stetig Energie verbraucht. Dies ist ein weiterer entscheidender Vorteil des in dieser Arbeit entwickelten Modulators. 77 9 Verstärkerentwurf Die bestehenden Publikationen zum Thema digitaler Mikrowellenverstärker haben auf- gezeigt, dass die in der Realität erzielte Qualität des Ausgangssignals häufig hinter den Erwartungen blieb. Die Simulationen können das reale Verhalten zum gegenwärtigen Zeitpunkt noch nicht gut genug annähern, um genügend zuverlässige Schlüsse ziehen zu können. Reale Messungen sind deshalb für die Konfidenz in die erzielten Fortschritte zwingend notwendig. Geeignete digitale Mikrowellenverstärker MMICs sind derzeit nicht kommerziell verfügbar. Die zuvor existierenden hauseigenen Prototypen sind nicht für Messungen mit modulierten (d.h. breitbandigen) Signalen geeignet und erfordern zudem ein kontinuierliches Nachstellen mehrerer Betriebsspannungen. Insbesondere mussten die Betriebsspannungen empirisch auf das jeweilige Eingangssignal angepasst werden. Diese Eigenschaft ist zum einen für den späteren Einsatz des Verstärkers in einem Produktivsystem ungeeignet, zum anderen werden vergleichende Aussagen unterschiedlicher Modulationsverfahren oder Modulatoreinstellungen durch die Unsicherheit bei der jedes Mal neu durchzuführenden Verstärkerneueinstellung überschattet. Im Verlauf der Entwicklung des vorgestellten Modulationsverfahrens wurden viele hun- dert unterschiedliche Signalfolgen (teils automatisiert) erzeugt und anhand eines realen Verstärkers evaluiert. Um die notwendigen Messungen durchführen zu können, ergab sich die Notwendigkeit, selbst ein entsprechendes Verstärker-MMIC zu entwickeln, welches diese Messungen überhaupt erst ermöglicht. Der Fokus liegt dabei auf der Bereitstellung eines Verstärkers, der stabil zu betreiben und robust genug ist, um die Vielzahl der durch- geführten Messungen ohne Änderungen am Verstärker oder seinen Betriebsspannungen zu ermöglichen. Im Rahmen der Bemühungen, einen solchen Verstärker zu realisieren, wurden neue Erkennt- nisse bezüglich der Schaltungstechnik erarbeitet, aber auch neue Layoutregeln aufgestellt, die speziell auf die Erfordernisse stabiler digitaler Mikrowellenverstärker ausgelegt sind und einen derart stabilen Betrieb, wie er für die Messungen notwendig ist, erst ermöglichen. Der resultierende Verstärker hat sich als notwendige Voraussetzung zur Entwicklung des Modulationsverfahrens unter realitätsnahen Bedingungen erwiesen. Zusätzlich liefert er auch im Bezug auf in Produktivumgebungen einsetzbare Verstärker einen Beitrag über den bisherigen Stand der Technik hinaus, indem er deutlich stabiler und einfacher als vorherige Verstärker zu betreiben ist und insbesondere keine eingangssignalabhängigen Einstellungen vorzunehmen sind. Der Fokus lag dabei primär auf der zeitnahen Bereitstellung eines Verstärkers, der hin- reichend stabil zu betreiben und robust genug ist, um die Vielzahl der während der Entwicklung und zur Überprüfung des Modulationsverfahrens notwendigen Messungen zu ermöglichen. Dazu wurden zunächst auch Einbußen im Wirkungsgrad in Kauf ge- nommen. Die anhand dieses Verstärkers gewonnenen Erkenntnisse sowohl im Bezug auf den Verstärker als auch durch die Entwicklung des Modulationsverfahrens stellen einen 78 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF wichtigen Grundstein dar, auf dessen Basis in einem späteren Schritt auch die Effizienz des Verstärkers noch weiter erhöht werden kann. Diese Fortsetzung der Entwicklung liegt jedoch außerhalb des Rahmens dieser Arbeit. Die folgenden Kapitel beschreiben den Entwurf dieser digitalen Verstärker-MMICs, den Messaufbau und schließlich die Messergebnisse. 9.1 Verstärker auf Basis von GaN-HEMTs Für die Realisierung der Schaltverstärker als MMIC wurde der GaN-HEMT Prozess des FBH genutzt. Es handelt sich dabei um einen GaN auf SiC Prozess [79, 80] mit 0.25µm Gatelänge, der üblicherweise für analoge Schaltungen bis zum Bereich um 10GHz eingesetzt wird. Die GaN-Transistoren sind bei +1V Gate-Source-Spannung voll leitfähig und von ≈ −4V abwärts voll gesperrt. Ab +2V beginnt die intrinsische Gate-Source-Diode zu leiten und es besteht die Gefahr, dass die feinen Gate-Strukturen bereits von sehr kleinen Strömen zerstört werden. Der GaN-HEMT ist bidirektional (aber asymmetrisch), daher gelten diese Zusammenhänge auch für die Gate-Drain-Spannung bei entsprechend invertiertem Betrieb. Ein komplementärer Transistortyp steht nicht zur Verfügung. Angestrebt werden für den Verstärker Spitzenleistungen im Bereich 5 - 10W, was bei den gängigen modulierten Basisbandsignalen mit PAPR-Werten zwischen 6.5 dB und 10 dB in einer durchschnittlichen Ausgangsleistung von ≈ 1W resultiert. Dieser Wert ist für Anten- nenarrays mit individuell ansteuerbaren Einzelelementen (d.h. vielen Verstärkerzügen) gut geeignet. Gleichzeitig stellt er eine Herausforderung dar, denn um bei so geringer mittlerer Ausgangsleistung einen guten Gesamtwirkungsgrad zu erzielen, müssen die Treiberstufen innerhalb des Verstärkers sehr effizient arbeiten. Eine wesentliche Quelle von Verlusten im Schaltverstärker sind die Leitungsverluste insbesondere der Endstufentransistoren im Moment des Umschaltens. Eine hohe Flankens- teilheit ist daher erstrebenswert. Die steile Flanke am Ausgangsknoten des Verstärkers wirkt durch die Gate-Drain- bzw. Gate-Source-Kapazität des Transistors auf sein Gate. Um die Gatespannung auf dem gewünschten Wert und den Transistor in seinem eindeu- tigen Schaltzustand (leitend bzw. nichtleitend) zu halten, sind während dieser kurzen Zeitspanne sehr hohe Gateströme notwendig. Es liegt daher nahe, die Gatetreiber der Endstufentransistoren in einer Push-Pull-Konfiguration auszuführen, statt beispielsweise einen Open-Drain-Treiber mit Pull-Up-Widerstand einzusetzen. Abb. 9.1 zeigt exem- plarisch eine solche Verstärkerschaltung. Die Gates der Endstufentransistoren T31 und T32 werden durch die beiden Push-Pull-Treiber bestehend aus T21 - T24 getrieben. Erst die Vorstufe dieser Treiberstufe (T11 - T14) ist als Open-Drain-Konfiguration ausgelegt. Eine Besonderheit ergibt sich bei der Ansteuerung von T24: Da aufgrund der Nichtver- fügbarkeit von Komplementärtransistoren das Gate von T32 und damit auch das Gate von T24 der Ausgangsspannung am Knoten „Out“ folgen muss, ist zur Ansteuerung von T24 ein extrem großer Spannungshub > U3 + 6V notwendig. Das Gate von T32 soll im On-Zustand mit 1V über V3p angesteuert werden, im Off-Zustand muss das Potential am Gate aber auf < V 3n− 5V absinken. Zur Reduktion der Leistungsverluste durch einen 9.1. VERSTÄRKER AUF BASIS VON GAN-HEMTS 79 einfachen Pull-Up-Widerstand am Drain von T14 wurde stattdessen T15 als Stromquelle installiert. Die Vorverstärkerstufe bestehend aus T01 und T02 ist nicht Teil des digitalen Verstärkers. Sie wird benötigt, um den Spannungshub des im Labor verfügbaren Signalgenerators von ca. 700mVpp auf die ≥ 5Vpp anzuheben, die von den GaN-HEMTs für den Schaltbetrieb benötigt werden. In einer kommerziellen Anwendung würde diese Stufe in einem anderen Prozess realisiert werden, der diese Aufgabe energie- und kosteneffizienter lösen kann. Abbildung 9.1: Voltage Mode Switch Verstärker mit Push-Pull Endstufentreibern. Grau: Offsetspannungen ohne nennenswerten Stromfluss. In der Praxis zeigt sich dieser Verstärker leider als nur schwer beherrschbar. Die verschie- denen Spannungshübe an allen Transistoren sorgen für unterschiedliche Flankenzeiten, die nicht einfach zu synchronisieren sind. In der Folge kommt es bei den Push-Pull-Treibern (T21-T24) und auch in der Endstufe (T31, T32) zu Kurzschlussströmen, wenn im Um- schaltmoment beide Transistoren eines Zweiges leitfähig sind. Der Kondensator zwischen T22 und T23 hilft, Ansteuerungsunterschiede zu entschärfen. Die Flankenzeiten können in dem fertigen MMIC über die Betriebsspannungen noch minimal beeinflusst werden (z.B. 80 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF durch V1p1 - V1p3 und V1n1). Jedoch sind diesen Anpassungen enge Grenzen gesetzt, da die auch gleichzeitig die Gate-Source-Spannungen in den verschiedenen Betriebszustän- den der nachfolgenden Stufe verändern. Ab unter 1V Gate-Source-Spannung steigt der On-Widerstand des Transistors merklich an, bei über 2V beginnt die Gate-Source-Diode zu leiten. Die Kreuzverbindungen der High-Side und der Low-Side (In1 steuert T11 und T14, In2 steuert T12 und T13) verhindern die nachträgliche Veränderung der Totzeit für die Endstu- fe durch Anlegen entsprechend abgeänderter Ansteuerungssignale. Eine Erweiterung auf vier Eingangsleitungen ist nicht erstrebenswert, da dies den Aufwand der Signalgenerierung und -aufbereitung verdoppeln würde und in entsprechend gesteigerter Energieaufnahme des Gesamtsystems sowie weiter erhöhter Komplexität resultiert. Während die Schaltung wie abgebildet in der Simulation handhabbar erscheint, führen in der realen Schaltung schon kleinere Parameterabweichungen zwischen einzelnen MMICs dazu, dass die Versorgungsspannungen neu angepasst werden müssen. Alle 13 Betriebss- pannungen interagieren miteinander und die internen Zustände der Schaltung sind nicht beobachtbar, was diesen Einstellungsvorgang extrem zeitaufwändig macht. Diese Probleme adressiert und löst eine weitere Verstärkervariante nach Abb. 9.2. High- Side und Low-Side sind bei diesem Entwurf voneinander getrennt ansteuerbar, so dass die Totzeit zur Ansteuerung der Endstufe (T31, T32) von außen vorgegeben werden kann. Die Gates der Endstufentransistoren werden im Gegensatz zu Abb. 9.1 nicht über eine externe Spannung aufgesteuert, sondern durch T22 bzw. T24 mit dem Source des jeweiligen Endstufentransistors verbunden. Die Stromtragfähigkeit der Transistoren verringert sich durch die auf nunmehr 0V reduzierte Gate-Source-Spannung im On- Zustand minimal, dieser Nachteil wird aber durch die stark vereinfachte Ansteuerung ausgeglichen. Durch das Entfallen der separaten Spannungsquellen verringern sich ebenfalls die Schwierigkeiten bei der Zuführung dieser Spannungen zum Chip und die Verteilung innerhalb des MMICs. Der Gesamtaufbau vereinfacht sich und die Induktivitäten in den Spannungsversorgungsleitungen sind besser beherrschbar. Die Transistoren T21 und T23 schalten jeweils T22 bzw. T24 in den hochohmigen Zustand und ziehen gleichzeitig das Gate des Endstufentransistors auf die negative Gate- Vorspannung V2n. Sie fassen damit die Aufgabe eines Vortreibers und des eigentlichen Endstufentreibers zusammen. In der Schaltung nach Abb. 9.1 sind hierfür noch zwei getrennte Stufen notwendig gewesen (T1* als Vortreiber und T2* als Endstufentreiber). Ein wesentlicher Unterschied zwischen der High-Side und der Low-Side besteht in der Rückwirkung des Ausgangsknotens „Out“ auf die Gates der beiden Endstufentransistoren. Soll der Ausgangsknoten vom Low-Zustand in den High-Zustand geschaltet werden, muss die Gatespannung an T31 erhöht werden, während sie bei T32 abgesenkt wird. Der einsetzende Spannungsanstieg des Ausgangsknotens koppelt über die Gate-Source- Kapazität von T31 auf das Gate über und wirkt dort unterstützend. Gleichzeitig koppelt die steigende Flanke des Ausgangsknotens auch über die Gate-Drain-Kapazität von T32 auf dessen Gate durch und wirkt dort der Absicht, die Gatespannung abzusenken, entgegen. T25 stellt daher einen zusätzlichen Strompfad zur Verfügung, der hilft, das Gate umzupolen. Die ungleiche Treibersituation ist auch die Ursache dafür, dass die optimale Gateweite von T31 und T32 leicht unterschiedlich ist. 9.1. VERSTÄRKER AUF BASIS VON GAN-HEMTS 81 Abbildung 9.2: Voltage Mode Switch Verstärker mit verringerter Komplexität. Grau: Offsetspannungen ohne nennenswerten Stromfluss. 82 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF Für den umgekehrten Schaltvorgang von Low nach High am Ausgangsknoten gelten die beschriebenen Verhältnisse reziprok. Der höhere Gatestrom für T32 kann hier jedoch durch T24 und T23 aufgebracht werden. Trotz ähnlicher Auslegung wie T21 und T22 kann dieser Zweig mehr Strom zur Verfügung stellen, da der Spannungshub am Drain von T23 geringer ist als der von T21 und somit der in die Drain-Source-Kapazität abfließende Strom geringer ist. Zusammenfassend liefert die Schaltungsvariante nach Abb. 9.2 ein Verstärkerkonzept, das durch die Trennung von High-Side- und Low-Side-Pfad besser steuerbar ist, durch die verringerte Anzahl Transistoren viele Timingprobleme vermeidet und deren Treiberstufen (T2*) eine deutlich geringere Leistungsaufnahme aufweist. Der digitale Verstärker kommt mit nur zwei, in ihrer Wirkung voneinander entkoppelten Spannungsquellen aus. U2 versorgt die digitale Treiberstufe, während U3 ausschließlich die Ausgangsstufe betreibt. Die Quelle U5 stellt das nötige Offsetpotential zur Verfügung, um den digitalen Verstärker an das Ausgangsspannungsniveau des analogen Pegelwandlers anzupassen. Abgesehen von minimalen Gate-Leckströmen der Transistoren T21, T23 und T25 fließt kein Strom. Der bei diesem MMIC vorgeschaltete Pegelwandler (T11, T12) ist vom digitalen Schal- tungsteil unabhängig. Er verfügt mit U1 über eine eigene Betriebsspannung. Der richtige Offset zum an den Signaleingängen angeschlossenen Signalgenerator stellt U4 bereit. Auch durch diese Quelle fließen im Betrieb nur Leckströme (T11 und T12). Die Unabhängigkeit vereinfacht die Inbetriebnahme des Verstärkers maßgeblich, da alle Quellen ohne Auswirkungen auf die anderen Spannungen verändert werden können. Die Stabilität des Betriebs profitiert ebenfalls stark: Bis auf U4 können alle Spannungsquellen um mehrere 100mV verändert werden, ohne dass es zu negativen Auswirkungen auf den Betrieb des Verstärkers kommt. Die Flankensteilheit am Ausgangsknoten ist laut Simulation etwas geringer als bei der Schaltung nach Abb. 9.1. Der leicht verringerte Wirkungsgrad der Ausgangsstufe wird jedoch durch die geringere Leistungsaufnahme der Treiberstufe ausgeglichen, so dass der Gesamtwirkungsgrad des Verstärkers nicht negativ beeinflusst wird. 9.2 MMIC-Entwurf Der Entwurf digitaler Mikrowellenverstärker MMICs unterscheidet sich signifikant von den gängigen Entwurfspraktiken analoger Mikrowellenverstärker. Üblicherweise wird bei analogen Mikrowellenverstärkern versucht, auch innerhalb des MMIC so gut wie möglich eine impedanzkontrollierte Umgebung aufrecht zu erhalten, um Reflexionen und die damit einhergehenden negativen Auswirkungen zu vermeiden. Bei digitalen Verstärkern ist dies so nicht möglich. Abb. 9.3a zeigt eine typische Anordnung zweier hintereinander geschalteter Transistorstufen, welche mit einer impedanzkontrollierten Leitung verbunden werden sollen. Zur Analyse der Treiber- und Lastimpedanz im Schaltbetrieb wird diese Schaltung in das Ersatzschaltbild Abb. 9.3b umgewandelt. Der Transistor T2 belastet den Ausgang der Leitung im Wesentlichen mit seiner Gate-Source-Kapazität. Da digitale Signale inhärent breitbandig sind, wäre ein breitbandiges Matching nötig. Selbst wenn die dynamische 9.2. MMIC-ENTWURF 83 Kapazitätsänderung vernachlässigt wird, ist es nicht möglich, die Kapazität beliebig breitbandig zu kompensieren. Die Gate-Drain-Kapazität wird einen zusätzlichen Einfluss ausüben, der von der genauen Beschaltung des Drainanschlusses abhängt (treibt ggf. ebenfalls eine dynamisch veränderliche Last). Die speisende Seite der Verbindungsleitung setzt sich aus R1, der Drain-Source-Kapazität von T1 und dem Drain-Source-Widerstand von T1 zusammen, sofern dieser leitfähig geschaltet ist. Da für den digitalen Betrieb R1 > RDS,T1, ist diese Treiberimpedanz vom Zustand des T1 abhängig und somit zeitvariant. Der Wellenwiderstand der Verbindungsleitung kann somit weder auf den Eingang noch auf den Ausgang angepasst werden. Als einzige Lösung dieses Problems bleibt, auf Verbindungsleitungen nach Möglichkeit zu verzichten und stattdessen alle Bauelemente so kompakt wie möglich anzuordnen. (a) Beabsichtigte Verbindung (b) Ersatzschaltbild zur Impedanzbestim- mung Abbildung 9.3: Impedanzbetrachtungen für Verbindungen innerhalb des MMICs Der vollständige Verzicht auf impedanzkontrollierte Strukturen und Übergänge bringt jedoch auch Freiheiten im Chipentwurf mit sich, die es wiederum erlauben, die Schaltun- gen sehr kompakt anzuordnen und unterstützt so die Absicht, Verbindungen möglichst kurz auszulegen. Die kurzen Verbindungen helfen wiederum bei der Verminderung von unerwünschten Streukapazitäten. Abb. 9.4a zeigt exemplarisch eine Kombination dreier Transistoren als Push-Pull-Treiber eines Endstufentransistors. Das klassische Designele- ment des Transistors für analoge Schaltungen nach Bild 9.4b sieht je eine 50Ω Leitung am Gate und am Drain des Transistors vor. Für digitale Schaltungen wie beispielsweise einen Push-Pull Gatedriver nach Abb. 9.4a ist diese Entwurfszelle schon aufgrund der Voraus- setzung nicht geeignet, dass das Referenzpotential der Koplanarleitung (im allgemeinen GND) immer fest an den Sourceanschluss gebunden ist. Bedingt durch die DC-Kopplung aller Stufen im digitalen Design liegen die Sourceanschlüsse der Transistoren jedoch auf unterschiedlichen Potentialen. Bei einigen Transistoren liegt auch nur der Drain-Anschluss auf festem (DC-) Potential, während Source der geschaltete Ausgang ist (T1 in Abb. 9.4a). Wird die Designzelle nach Abb. 9.4b nur soweit abgewandelt, wie es unbedingt notwendig ist, um die Schaltung nach Abb. 9.4a umzusetzen, ergibt sich das Layout nach Abb. 9.4a. Wird stattdessen auf eine impedanzkontrollierte Umgebung verzichtet und wie beschrieben versucht, möglichst kurze Verbindungsleitungen zu verwenden, kann das Design ganz erheblich kompakter ausfallen, wie die gleiche Schaltung in Abb. 9.4d beweist. Für dieses Design wurden zusätzlich in T1 die Position von Drain- und Sourceanschluss durch Spiege- lung der Kanalstruktur im Transistor vertauscht. In der Folge reduziert sich die Fläche für das Netz, welches alle drei Transistoren miteinander verbindet, auf ein absolutes Minimum. Die kapazitive Kopplung dieses Netzes zu umliegenden Strukturen und der Chiprückseite wird minimiert. 84 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF (a) Push-Pull Treiber (T1, (b) traditionelle Transistor- T2) mit Endstufentran- zelle sistor (T3) (c) Layoutvariante, die sich eng an traditionellen Designs (d) Layout ohne Impedanzkontrolle, orientiert mit minimalen Verbindungslän- gen Abbildung 9.4: Verschiedene Layoutoptionen 9.2. MMIC-ENTWURF 85 Damit der Verstärker einen guten Wirkungsgrad erreichen kann, ist es notwendig, eine möglichst hohe Flankensteilheit, insbesondere am Ausgangsknoten, zu erzielen. Die para- sitären Kapazitäten der Schalttransistoren müssen im Schaltmoment entsprechend schnell umgeladen werden. Den hierfür nötigen Impulsstrom muss das Versorgungsnetzwerk bereit stellen. Zu diesem Zweck werden die Versorgungsspannungen mit MIM-Kondensatoren (Metal-Insulator-Metal) auf dem MMIC gestützt. Kondensatoren außerhalb des MMIC allein reichen nicht aus, da zum einen die Leitungswege auf dem MMIC, aber insbeson- dere auch die Bonddrähte (typisch mindestens 200 µm) eine Serieninduktivität in den Stromversorgungspfad einfügen. Es ist jedoch denkbar, zu einem späteren Zeitpunkt den größten Anteil der Kapazität auf andere Technologien wie z.B. Interposer auszulagern und so teure GaN-Chipfläche zu sparen, sofern eine hinreichend niederinduktive Kontaktie- rungsmöglichkeit besteht. Zum Zeitpunkt dieser Arbeit war die Kontaktierung des MMIC nur über Drahtbonden möglich. Besondere Aufmerksamkeit muss der Anordnung der On-Chip Bufferkapazitäten für die DC Versorgung geschenkt werden. Insbesondere die Endstufe des Verstärkers verarbeitet hohe Ströme mit hohen Frequenzanteilen. Selbst wenn man argumentiert, man könne die Umladeströme der parasitären Kapazitäten noch auf dem Chip mit geeigneten Bufferkapa- zitäten auffangen, so besteht zumindest zu der Last ein Stromkreis mit Frequenzanteilen im Mikrowellenbereich, der den Chip verlässt. Der Laststrom muss zwangsweise über die mit unerwünschter Induktivität behafteten Bonddrähte fließen. Abb. 9.5 verdeutlicht die Verhältnisse der Versorgungsspannungen, wenn der Laststrom durch T32 in das Netz V3n abfließt. In Abb. 9.5a fließt der Laststrom über L3 ab und erzeugt dabei einen Spannungshub UL3. V3n wird dadurch gegenüber dem Bezugspotential (GND) um UL3 angehoben. Der Bufferkondensator C2 überträgt diese Spannungsänderung auf das Netz V2n. Diese Übertragung ist gewollt, da zur Ansteuerung des Transistors T32 seine Gate- Source-Spannung entscheidend ist und sein Soruce mit dem Netz V3n verbunden ist. V2n muss also auf V3n referenziert sein. Für L2 kann eine große Induktivität toleriert werden, die diesen Effekt noch unterstützt. Der Spannungshub an V3n wird in der Schaltung nach Abb. 9.5a durch C1 jedoch auch auf V1n übertragen. Damit an T12 weiterhin die korrekte Gate-Source-Spannung anliegt, wäre es notwendig, dass sein Gate ebenfalls dem auf V1n übertragenen Spannungshub folgt. Zwischen der externen Signalquelle und der gewünschten Spannung am Eingang In2 entsteht die direkt aus UL3 abgeleitete Fehlergröße Ue. Für übliche Betriebsbedingungen liegt UL3 bereits bei mehreren 100mV 1pp . Ue ist in Abhängigkeit von den exakten Werten von L1 und C1, die nur eine minimale Dämpfung zur Verfügung stellen können, ebenfalls in derselben Größenordnung zu erwarten. Bei einem durch den Signalgenerator limitierten Eingangsspannungshub von 700mVpp wirkt sich ein Fehler von mehreren 100mV massiv auf die Signalintegrität aus. Dies trifft insbesondere zu, da T12 als linearer Verstärker betrieben wird. Abb. 9.5b zeigt eine Modifikation der beschriebenen Schaltung. Das Netz V1n wird über C1 nicht weiter auf V3n abgestützt, sondern bekommt einen zusätzlichen Anschluss, der sich über den Bonddraht L4 direkt auf GND referenziert. V1n wird in der Folge nicht weiter durch V3n bzw. UL3 beeinflusst, die Gate-Source-Spannung von T12 wird nicht weiter durch eine Fehlerspannung belastet. Stattdessen tritt die Fehlergröße Ue nun zwischen dem 110W in 50Ω benötigen 447mA RMS. Über L3 = 0.1 nH fallen dann UL3 = 802mVpp ab. Selbst für 1W Ausgangsleistung ergeben sich noch UL3 = 252mVpp 86 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF Vorverstärker (T12) und dem Eingang des digitalen Verstärkers (T25 usw.) auf. Aufgrund des wesentlich größeren Spannungshubs (> 5Vpp) an diesem Punkt wirkt sich dieser Fehler wesentlich geringer aus. Zusätzlich kann ein Vorteil aus der starken Nichtlinearität dieser digital arbeitenden Stufe gezogen werden: So lange der von dem Vorverstärker erzeugte Spannungshub groß genug ist, um T25 mit genügend Spannungsreserve in den voll leitfähigen bzw. voll sperrenden Zustand zu versetzen, kann diese Spannungsreserve durch die Fehlergröße Ue aufgebraucht werden, ohne die intendierte Funktion der Schaltung zu beeinträchtigen. Das vollständige Layout des MMIC zu der Schaltung nach Abb. 9.2 zeigt Bild 9.6. Gut zu erkennen ist die vollständige Trennung von Vorverstärker (links) und digitalem Verstärker (rechts). Die beiden Schaltungsblöcke sind nur durch die zwei Signalleitungen zwischen Vorverstärker und Digitalverstärker verbunden. Alle Spannungsversorgungen sind aus den zuvor beschriebenen Gründen getrennt ausgeführt. Die Größe der On- Chip Kapazitäten ist bestimmt durch die Größe des Chips, welche ihrerseits durch den zugeteilten Platz innerhalb des Fertigungsruns vorgegeben wird. Um die Bonddrähte und damit ihre Induktivitäten so gering wie möglich zu halten, werden die Bondflächen an die Außenkante des Chips gelegt. Der Kondensator dient zeitgleich als Energiespeicher und niederimpedante Zuführung der Spannungen zu den aktiven Bauelementen. Eine Überdimensionierung ist bei den DC Bufferkapazitäten unkritisch. Wenn bei einer kommerziellen Umsetzung des Verstärkers kostspielige Chipfläche ein- gespart werden soll, ist es naheliegend, die On-Chip-Kapazitäten in einen Interposer auszulagern. Simulationen sowie Messungen an einer Variante des MMICs ohne On-Chip- Kapazitäten zeigen, dass die Induktivität von Bonddrähten schnell negative Auswirkungen auf das Verstärkerverhalten, insbesondere den Wirkungsgrad und die Signalqualität, ha- ben. Flip-Chip Verbindungstechnik könnte hier aufgrund der deutlich herabgesetzten Verbindungsinduktivitäten Abhilfe schaffen. 9.2. MMIC-ENTWURF 87 (a) (b) Abbildung 9.5: Anbindung der On-Chip DC Bufferkapazitäten, vereinfachte Darstellung 88 KAPITEL 9. VERSTÄRKERENTWURF Abbildung 9.6: MMIC Layout der Schaltung nach Abb. 9.2 89 10 Messergebnisse Um die Leistungsfähigkeit und die Praxistauglichkeit des neuen Modulationsverfahrens auch an realer Hardware nachzuweisen, wurden Messungen an dem entworfenen Verstärker- MMIC durchgeführt und die Ergebnisse mit Hinblick auf die erzielbare Leistung des Gesamtsystems ausgewertet. Messungen wurden sowohl für 900MHz als auch für 2GHz Trägerfrequenz durchgeführt. Der Verstärker muss dazu nicht verändert werden, ledig- lich die Mittenfrequenz des Bandpassfilters am Verstärkerausgang wurde entsprechend angepasst. Für 900MHz wird eine Induktivität von 15 nH sowie eine Kapazität von 1.8 pF eingesetzt. Bei 2GHz werden stattdessen 3.9 nH und 1.0 pF in 0402 Bauform verwendet. Einen zusätzlichen induktiven Beitrag liefert zudem der Bonddraht zwischen MMIC-Ausgang und der Induktivität. 10.1 Messaufbau Für die Messungen am realen Verstärker wird zur Erzeugung des binären Eingangssignals wie bereits zur Simulation des Modulatorverhaltens auf eine Matlab-Implementation zurückgegriffen. Um eine exakte Vergleichbarkeit zwischen Simulation und Messung, sowie zwischen unterschiedlichen Messungen zu gewährleisten, wurden separat Basisbandsignale erzeugt und gespeichert. Sowohl für die Messungen als auch für die vorangegangenen Simulationen wird das jeweilige Basisbandsignal eingelesen und durch den Modulator verar- beitet. Das so erzeugte Modulatorausgangssignal wird anschließend auf eine Samplingrate von 64GSa/s herabgesetzt und durch einen schnellen Arbiträrgenerator ausgegeben. Der Arbiträrgenerator gibt einen digitalen Bitstrom aus, durch die Ausnutzung von analogen Zwischenwerten (der M8197A unterstützt 8Bit) kann die zeitliche Position der Schaltflan- ke des digitalen Signals auch zwischen zwei Samplingzeitpunkte gelegt werden. Auf diese Weise können unterschiedlichste Pulsformer (vgl. Kap. 6.1 und Kap. 6.4) simuliert werden. Leichte Überschwinger, die durch diesen Prozess im Signal entstehen, sind unkritisch, da sie vom Verstärker gekappt werden. Wichtig ist, dass der Nulldurchgang des Signals zum vorherbestimmten Zeitpunkt stattfindet und das Signal den nötigen Schwellwert überschreitet (ca. ±300mV für das hier verwendete Verstärkermodul mit eingebauter Vorstufe). Die Signale aus dem Arbiträrgenerator werden direkt den Eingängen des zu charakterisie- renden MMIC auf dem Verstärkermodul zugeführt. Der Ausgang des MMIC durchläuft ein einfaches Bandpassfilter auf dem Modul und wird anschließend einem Messsystem, bestehend aus einem schnellen Digitalspeicheroszilloskop und einem Spektrumanalysator, zugeführt. Die vom Oszilloskop aufgezeichneten Daten werden in Matlab zurückgeführt, wo die Auswertung des Ausgangssignals vorgenommen wird. Diese Daten werden ebenfalls für die Korrekturfunktion des Wavetable-Modulators herangezogen. Der Spektrumanalysator dient als redundantes Messsystem, mit dem die aus den Oszilloskopdaten abgeleiteten Eigenschaften der Frequenzbereichsdarstellung (ACLR, Kanalleistung, etc.) überprüft 90 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE werden. Der Schaltverstärker wird DC-seitig aus mehreren Source-Measurement-Units ver- sorgt, deren Messdaten ebenfalls in Matlab gesammelt und ausgewertet werden. Abb. 10.1 zeigt die vollständige Messkette als Blockschaltbild. 10.2 Verstärkermodul Das Verstärkermodul, wie es in Abb. 10.2 abgebildet ist, besteht aus dem entwickelten Verstärker-MMIC und einer rein passiven Interfacelösung. Außer dem MMIC sind keine weiteren aktiven Komponenten enthalten. Es misst (ohne SMA Stecker) 25 × 40mm2. Außer dem zwecks Kühlung auf einen Kupferblock gelöteten MMIC enthält es nur Stecker, einige wenige Blockkondensatoren zur Stabilisierung der Betriebsspannungen sowie das Bandpassfilter im Ausgang. Der Schaltplan des Boards ist in Abb. A.1 abgebildet. Um universell für viele MMICs einsetzbar zu sein, stehen deutlich mehr Versorgungsspan- nungsanschlüsse zur Verfügung als für das hier verwendete MMIC benötigt werden. Die meisten Spannungen sind doppelt aus dem MMIC herausgeführt. Das Bandpassfilter erster Ordnung wird durch eine Induktivität und einen MLCC jeweils im 0402 Gehäuse realisiert. 10.3 Einzeltonmessungen Um eine erste aussagekräftige Einschätzung des Verstärkerverhaltens zu erlangen, wird zunächst eine Einzeltoncharakterisierung durchgeführt. Diese Messung kann automatisiert in vergleichsweise kurzer Zeit durchgeführt werden und ermöglicht Einblicke in das Verstärkerverhalten für verschiedene Betriebszustände, die bei Messungen mit modulierten Signalen durch die Modulation überdeckt werden oder zumindest deutlich schwerer zu extrahieren sind. Für die Messung wird eine Folge identischer Rechteckpulse mit der Wiederholrate ent- sprechend der Mittenfrequenz des Bandpassfilters (identisch mit der angestrebten Trä- gerfrequenz) erzeugt. Durch unterschiedliche Tastverhältnisse, analog der Einträge der Wavetable, wird eine Reduktion der Ausgangsamplitude erreicht. Für jedes Tastverhältnis wird ein Wirkungsgrad als Quotient aus der Ausgangsleistung des Verstärkers zu der zugeführten DC-Leistung errechnet. Als Ausgangsleistung wird nur die Signalleistung bei der Trägerfrequenz herangezogen. Oberwellenanteile zählen in der Endanwendung als Sendeverstärker nicht zu den gewünschten Leistungsanteilen und werden daher auch hier nicht mitgezählt. Idealerweise sollte das Ausgangsfilter diese Frequenzanteile vollständig zurückreflektieren, so dass sie nicht zur Stromaufnahme der Endstufe beitragen. Der gemessene Wirkungsgrad berücksichtigt somit bereits die Qualität des Ausgangsfilters. Als Bezugsleistung wird für den Endstufenwirkungsgrad ηdrain die von U3 in Abb. 9.2 an die Schaltung abgegebene Leistung herangezogen. Systembedingt ist hier ein zusätzlicher An- teil enthalten, der in die Vorstufe (T22, T21 in Abb. 9.2) abfließt und nicht separat erfasst werden kann. ηdrain fällt daher etwas geringer aus als der reine Endstufenwirkungsgrad. Relevant zur Beurteilung des Gesamtsystems ist der Wirkungsgrad ηdig des gesamten digitalen Verstärkers. Hier gilt die kombinierte Leistung aus den Quellen U2 und U3 als 10.3. EINZELTONMESSUNGEN 91 zugeführte DC-Leistung. Diese Messung wird jeweils mit verschiedenen Totzeiten zwischen den beiden Eingangskanälen des MMIC ausgeführt und ein Wert, der zu maximalem Wirkungsgrad über einen möglichst breiten Bereich von Ausgangsamplituden erzielt, ausgewählt. Diese Totzeit wird später für die zeitintensiveren modulierten Messungen verwendet. Der Verlauf des Wirkungsgrades über der Ausgangsleistung wird ebenfalls herangezogen, um eine Abschätzung des für die modulierten Messungen erwarteten Wirkungsgrades zu erzielen. Der Vergleich mit dem in den modulierten Messungen tatsächlich ermittelten mittleren Wirkungsgrad ist später ein zusätzlicher Anhaltspunkt, um unerwünschtes oder unplausibles Verstärkerverhalten zu identifizieren. Abb. 10.3 zeigt den Verlauf des Endstufenwirkungsgrades ηdrain für verschiedene Be- triebsspannungen U3. Mit steigender Betriebsspannung steigt die maximal erzielbare Ausgangsleistung an, die Wirkungsgradkurve wird entsprechend zu höheren Ausgangsleis- tungen gestreckt. Dieser Effekt ist besonders zwischen den Kurven für 20V und 30V gut zu beobachten. Ab 40V bricht der maximal erzielbare Wirkungsgrad deutlich ein. Der Einbruch des erzielbaren Wirkungsgrades für größere Betriebsspannungen wird durch Trapeffekte der verwendeten Transistoren erklärt, die zum Zeitpunkt des Verstärkerent- wurfs nicht ausreichend von dem Simulationsmodell abgebildet wurden (vgl. Simulati- onsergebnisse in Abb. A.2). Die grundsätzlichen Spannungs- und Stromverhältnisse an den Endstufentransistoren verdeutlicht Abb. 10.4. Während ein Transistor hochohmig geschaltet ist (“off”), ist der jeweils andere leitfähig (“on”) und trägt den Laststrom. Über den hochohmigen Transistor liegt die Betriebsspannung der Endstufe an, während der leitende Transistor einen möglichst geringen Spannungsabfall aufweisen soll. Bei 60V Betriebsspannung ist in der vorliegenden Schaltung mit einem Scheitelwert des Laststroms von 670mA zu rechnen. Das Simulationsmodell sagt für diese Belastung einen Spannungsabfall über dem Endstufentransistor (1mm bzw. 0.9mm Gateweite) von ≈ 3V voraus (Abb. 10.5). Für den Betrieb bei 900MHz errechnet die Simulation auf dieser Grundlage gute Wirkungsgrade von ηdrain = 80% und ηdig = 76% (vgl. Abb. A.2 im Anhang). Gepulste Messungen an den realen Transistoren zeigen jedoch, dass der Spannungsabfall im leitenden Zustand des Transistors stark von der zuvor im nichtleitenden Zustand anliegenden Drain-Source Spannung VDS,off abhängt (Abb. 10.5). Ursächlich für dieses Verhalten sind Trapeffekte, welche bei der bisherigen Verwendung der Transistoren in analogen Leistungsverstärkern nicht so deutlich hervorgetreten sind. An der Abb. 10.5 lässt sich ablesen, dass der Endstufentransistor mit 1mm Gatewei- te den geplanten Scheitelwertstrom von 670mA bei 60V nicht tragen kann. Für 40V Betriebsspannung sagt die Simulation einen Scheitelwertstrom von 465mA voraus. Die gemessene Kurve (VDS,off = 40V) zeigt für diesen Strom ca. VDS,on = 5V. Dieser Wert ist höher als der vom Simulationsmodell angegebene Wert von 1.6V (der tatsächliche Scheitelstrom wird also geringfügig kleiner ausfallen), und führt damit zu einer Reduktion des Endstufenwirkungsgrades von simulierten 79% zu gemessenen 67% (Abb. 10.3). Die für höhere Betriebsspannungen stark steigenden Leitungsverluste der Transistoren in Abb. 10.5 verdeutlichen anschaulich, wieso der Wirkungsgrad mit zunehmender Betriebss- pannung einbricht statt wie ursprünglich erhofft zuzunehmen. Die vorhergegangenen Erklärungen treffen natürlich nicht nur auf die Endstufentransistoren zu, sondern auch auf den Treibertransistor T21 (siehe Abb. 9.2), an dem im off-Zustand mehr als die 92 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Endstufenbetriebsspannung anliegt (U3+U2). Mit zunehmender Betriebsspannung wird es in der Folge schwerer, T31 vollständig zu sperren. Die Veröffentlichung [81] untersucht diesen Effekt an kommerziell erhältlichen Einzeltran- sistoren mit Hinblick auf analoge Verstärkerschaltungen und kommt zu ganz ähnlichen Ergebnissen. Um diese Probleme in zukünftigen Entwicklungen im Bereich der Digi- talverstärker zu minimieren, sollten in der Designphase Transistormodelle verwendet werden, die diese Trapeffekte berücksichtigen können. Zusätzlich wäre es wünschenswert, modifizierte Transistoren zu entwickeln, deren Verhalten besser auf die Erfordernisse in Schaltanwendungen optimiert ist (statt wie bisher auf Analogverstärker). Für die gleichen Einzeltonmessungen bei 2GHz zeigt Abb. 10.6 ein äquivalentes Verhalten zu der Messung bei 900MHz. Der maximale Endstufenwirkungsgrad wird auch von der Simulation aufgrund der erhöhten Schaltfrequenz als geringer vorhergesagt: 56% bei 20V, 61% bei 30V, 62% bei 40V und 59% bei 50V (vgl. Abb. A.3 im Anhang). Für 20V wird der simulierte Wert auch gut erreicht, bei höheren Spannungen ist jedoch wieder ein Rückgang des Wirkungsgrades zu bemerken. Gegenüber 900MHz ist jetzt schon ab 30V eine Verkleinerung des erreichbaren Wirkungsgrades zu erkennen. Da im Umschaltmoment ein sehr hoher Strom benötigt wird, um die parasitären Kapazitäten der Endstufentran- sistoren (T3*) umzuladen und diese Umladevorgänge bei 2GHz häufiger auftreten, haben sie auch einen größeren Einfluss auf den Wirkungsgrad als bei 900MHz. Insbesondere die hohen Ströme sind bei dem gemessenen Transistorverhalten problematisch und haben durch ihre höhere temporale Dichte einen stärkeren Einfluss auf den Wirkungsgrad. In Summe ergibt sich bereits bei 30V ein geringerer Maximalwirkungsgrad als bei 20V. 10.4 Modulierte Signale Das gesamte Verstärkersystem wurde ebenfalls mit modulierten Basisbandsignalen ver- messen. Entsprechend dem Schema aus Abb. 10.1 werden die zuvor bereits in Kap. 7 verwendeten Basisbandsignale von dem Wavetable Modulator verarbeitet und dem Ver- stärkermodul zugeführt. Das Ausgangssignal wird mittels Oszilloskop und Spektrum- Analysator ausgewertet und das in den Modulator eingebaute Korrekturverfahren (s. Kap. 8) versucht das System so weit wie möglich zu linearisieren. Die Einstellungen des Wavetable Modulators sind in Tab. 10.1 aufgeführt und entsprechen im Wesentlichen den bereits in Kap. 7 verwendeten Einstellungen. Die Granularität der Delayline wurde gegenüber Kap. 7 verringert, um eine hohe Auflösung zur Korrektur von Phasenfehlern des Verstärkers zu bieten. Das Korrekturverfahren musste in Kap. 7 aufgrund der idealisierten Betrachtungen ohne realen Verstärker noch nicht angewandt werden. Die Wavetable folgt dem DPWM-Schema, analog zu Tab. 6.1, jedoch mit 64Bit langen Bitfolgen. Die gemessenen Spektren für alle vier Basisbandsignale und beide Trägerfrequenzen sind in den Abbildungen 10.7 und 10.8 wiedergegeben. Die zugehörigen Zahlenwerte listen die Tabellen 10.2 und 10.4 auf. Für die Kanalbreite der ACLR-Angaben wurde aus Gründen der Konsistenz jeweils die Bandbreite des Basisbandsignals ohne ein Guard-Band zwischen den Kanälen zugrunde gelegt. Für das 100MHz Signal werden mit den vier vermessenen 10.4. MODULIERTE SIGNALE 93 Abbildung 10.1: Messaufbau zur Charakterisierung von Schaltverstärker-MMICs mit un- terschiedlichen Modulatoren und Modulatoreinstellungen Parameter Einstellung Serialisierergeschwindigkeit m = 64 Bildungsvorschrift für Wellenformen Diskrete PWM Auflösung der Delayline 1 ps Amplitudenmodulator LPDSM 2. Ordnung Taktreduktion des Amplitudenmodulators Keine (d = 1) Basisbandsignale 5MHz Bandbreite, 6.5 dB PAPR 20MHz Bandbreite, 6.5 dB PAPR 100MHz Bandbreite, 6.5 dB PAPR 5*20MHz Bandbreite, 9.0 dB PAPR (vgl. Kap. A.1) Trägerfrequenzen 900MHz 2000MHz Tabelle 10.1: Konfiguration des Wavetable-Modulators 94 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Abbildung 10.2: Verstärkermodul mit Schaltverstärker-MMIC und Ausgangsfilter mit konzentrierten Elementen (rechts vom MMIC). Links: Signaleingänge, rechts: Ausgang. Abmessungen: 25mm× 40mm 10.4. MODULIERTE SIGNALE 95 Abbildung 10.3: Verstärkerwirkungsgrad in der Einzeltonmessung als Funktion der mo- mentanen Ausgangsleistung bei 900MHz mit verschiedenen Betriebss- pannungen U3, Totzeit 56 ps Abbildung 10.4: Ideale Spannungs- und Stromverläufe an den Endstufentransistoren bei maximaler Ausgangsleistung 96 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Abbildung 10.5: Messung der Drain-Source Spannung im leitenden Zustand des Transistors (VGS = 0V) in Abhängigkeit des Drainstroms bei unterschiedlichen Vorzuständen im nichtleitenden Zustand VDS,off (=̂ Betriebsspannung). Das Simulationsmodell des Transistors (ohne Trap-Effekte) liefert für alle Werte VDS,off identische Ergebnisse. Abbildung 10.6: Verstärkerwirkungsgrad in der Einzeltonmessung als Funktion der momen- tanen Ausgangsleistung bei 2GHz mit verschiedenen Betriebsspannungen U3, Totzeit 13 ps 10.4. MODULIERTE SIGNALE 97 Seitenkanälen insgesamt 500MHz belegt. Auf einer Trägerfrequenz von 900MHz ist dies ungewöhnlich viel und die Zahlen sind entsprechend vorsichtig zu interpretieren. Um die Ergebnisse besser einordnen zu können, sind in Tab. 10.5 die publizierten Ergebnis- se anderer Gruppen aufgeführt. In die Liste wurden die Paper aufgenommen, die angeben, eine Sendekette auf Basis eines digitalen Verstärkers zu vermessen. Einige dieser Arbeiten verwenden dabei einen Verstärker, dessen Transistoren nicht im reinen Schaltbetrieb arbeiten. Zumindest in [82–85] wird vom Verstärker ein analoges, d.h. wertkontinuierli- ches Signal verarbeitet. Die Zeile „Transistor Biasing“ benennt den Betriebsmodus der Transistoren. Als „Class S“ sind Arbeiten gekennzeichnet, bei denen sich herauslesen lässt, dass die Transistoren im reinen Schaltbetrieb verwendet werden. Sowohl in eigenen Unter- suchungen als auch beim Vergleich von Publikationen konnte festgestellt werden, dass sich insbesondere die erzielbare Linearität und Wirkungsgrad realer Verstärker signifikant von simulierten Schaltungen unterscheiden. Um Vergleichbarkeit zu gewährleisten, wur- den Arbeiten ausgeschlossen, die keine modulierten Basisbandsignale verwenden, keinen Verstärker enthalten oder sich ausschließlich auf Simulationen stützen. Die 900MHz Messung erzielt im Literaturvergleich (Tab. 10.5) hervorragende Werte. Ohne eine zusätzliche externe DPD erzielen das Modulationsverfahren und der Verstärker aus dieser Arbeit mit dem 5MHz Signal eine ACLR besser als 55 dB im ersten Seitenkanal und besser als 58 dB im zweiten Seitenkanal. Diese Werte übertreffen nicht nur die Vorgaben der 3GPP, sie sind auch über 8 dB höher als der beste Literaturwert mit DPD. Auch die ACLR-Werte der 20MHz Messungen übertreffen die Literaturwerte. Lediglich [84] erreicht vergleichbare ACLR-Werte, bietet aber wesentlich weniger Ausgangsleistung und Effizienz. Selbst Publikationen mit deutlich geringerer Modulationsbandbreite liegen im ACLR-Messwert allerhöchstens gleich auf. Messungen mit mehr als 20MHz sind in keiner der Publikationen zu finden. Bessere Effizienzwerte als die hier gemessenen konnten nur von [50,82,86] erreicht werden. [82] beschäftigt sich jedoch mit Verstärkern die ein analoges Signal verarbeiten und daher nicht unter die Zielsetzung dieser Arbeit fallen. [86] verwendet zwei Verstärker als H-Brücke in Doherty-Konfiguration. Würde der hier vorgestellte Verstärker in dieser Konfiguration betrieben, ist aufgrund der Vorteile des Doherty-Konzepts ebenfalls eine Effizienzsteigerung zu erwarten. Auch bezüglich der EVM können sich die hier gemessenen Werte gegenüber den Publikationen behaupten und unterschreiten die angegebenen Werte um den Faktor 2.5 - 3.7. Eine höhere Ausgangsleistung erreicht nur die Arbeit [24], hier sind aber weder ACLR noch die Effizienz akzeptabel. Die 2GHz Messung zeichnet ein im Wesentlichen identisches Bild. Der Wirkungsgrad des Verstärkers leidet gegenüber der 900MHz Messung etwas, dies war jedoch anhand der Einzeltonmessungen bereits zu erwarten (Abb. 10.3 und 10.6). Der zuvor festgestellte starke Einbruch der Transistorleistung und auch des Wirkungsgrades bei höheren Be- triebsspannungen (vgl. Abb. 10.5 und 10.6) macht sich auch in den modulierten Messungen deutlich bemerkbar. Während die 900MHz Messung bei 40V für Signale mit 6.5 dB PAPR noch über 46% (ηdrain) bzw. 34% (ηdig) Wirkungsgrad erreicht (Tab. 10.2), sind es bei 2GHz und 20V nur noch 31% bzw. 19% (Tab. 10.3) und bei 40V brechen die Werte weiter auf 22% bzw. 17% ein (Tab. 10.4). Es ist offensichtlich, dass die Transistorperfo- manz noch deutlich verbessert werden muss, damit der Verstärker auch bei der hohen Betriebsspannung und damit verbunden einer hohen Ausgangsleistung gegen rein analoge Verstärkerverfahren gut konkurrenzfähig ist. 98 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Abbildung 10.7: Gemessene Signale am Verstärkerausgang (nach BPF) für 40V Betriebss- pannung bei 900MHz Trägerfrequenz Abbildung 10.8: Gemessene Signale am Verstärkerausgang (nach BPF) für 40V Betriebss- pannung bei 2GHz Trägerfrequenz 10.4. MODULIERTE SIGNALE 99 Trägerfrequenz 900MHz 900MHz 900MHz 900MHz BB Bandbreite 5MHz 20MHz 100MHz 5*20MHz PAPR 6.5 dB 6.5 dB 6.5 dB 9.0 dB Betriebsspannung U3 40V 40V 40V 40V Mittl. Ausgangsleistung 30.5 dBm 30.4 dBm 30.5 dBm 28.0 dBm Mittl. ηdrain 48% 46% 46% 37% Mittl. ηdig 36% 34% 35% 25% Externe DPD nein nein nein nein ACLR L2 58.6 dB 49.9 dB 33.2 dB 30.9 dB ACLR L1 55.4 dB 45.7 dB 34.3 dB 31.1 dB ACLR U1 57.1 dB 47.7 dB 33.1 dB 31.1 dB ACLR U2 59.2 dB 49.6 dB 31.9 dB 30.5 dB EVM rms 0.57% 1.08% 3.04% 4.18% EVM max 1.61% 3.12% 15.50% 21.21% Tabelle 10.2: Messergebnisse bei 900MHz und 40V Betriebsspannung Trägerfrequenz 2000MHz 2000MHz 2000MHz 2000MHz BB Bandbreite 5MHz 20MHz 100MHz 5*20MHz PAPR 6.5 dB 6.5 dB 6.5 dB 9.0 dB Betriebsspannung U3 20V 20V 20V 20V Mittl. Ausgangsleistung 26.1 dBm 25.9 dBm 26.0 dBm 23.6 dBm Mittl. ηdrain 33% 31% 31% 24% Mittl. ηdig 19% 19% 19% 13% Externe DPD nein nein nein nein ACLR L2 51.1 dB 47.7 dB 42.5 dB 35.7 dB ACLR L1 48.2 dB 44.9 dB 39.1 dB 35.8 dB ACLR U1 48.1 dB 43.6 dB 38.0 dB 35.8 dB ACLR U2 51.2 dB 46.4 dB 39.3 dB 36.6 dB EVM rms 0.99% 1.20% 1.76% 2.38% EVM max 3.67% 3.80% 9.29% 9.40% Tabelle 10.3: Messergebnisse bei 2GHz und 20V Betriebsspannung 100 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Die Leistungsfähigkeit des Modulationsverfahrens und der eingebauten Korrektur wird durch die Messungen jedoch bereits eindrucksvoll belegt. Trotz des suboptimalen Tran- sistorverhaltens kann eine hohe Linearität in Hinblick auf gute ACLR und EVM Werte aufrecht erhalten werden. Ohne externe DPD erreicht der Wavetable-Modulator zusam- men mit dem Verstärker Werte, die die Literaturwerte (Tab. 10.5) deutlich übertreffen. Lediglich [84] und [87] erreichen ähnliche ACLR-Werte. Beide nutzen jedoch eine externe DPD, um diese Werte zu erreichen. Im direkten Vergleich der drei Messreihen lässt sich bemerken, dass die Linearität des Gesamtsystems über beide Betriebsspannungen der 2GHz Messung identisch aufrecht erhalten wird. Im Vergleich zu der 900MHz Messung brechen die Werte für das 5MHz Signal bei 2GHz etwas ein. Begründen lässt sich dies durch die Eigenschaft des Verstärkers, kurze Pulse zu verschlucken (vgl. Kap. 8 u. Abb. 8.1a). Die maximale Pulsweite ist durch die Signalfrequenz vorgegeben und fällt bei 2GHz entsprechend kürzer aus, während die minimale Pulsweite gleich bleibt. Dadurch stehen im 2GHz-Fall wesentlich weniger nutzbare Pulsbreiten zur Verfügung als bei 900MHz. Beispielsweise konnten für das 5MHz Signal bei 900MHz 93% der erzeugbaren Pulsformen (=̂ Tabelleneinträge) genutzt werden, bei 2GHz nur noch 63%. Die Korrektur wird entsprechend schwieriger und ungenauer, eine höhere ACLR resultiert. Evtl. spielen weitere negative Einflüsse durch finite Flankensteilheit oder suboptimale Transistoreinflüsse eine Rolle, die in der Simulation nicht aufgedeckt wurden. Für eine genauere Beurteilung wäre es nötig, das Ausgangssignal des Verstärkers vor dem BPF zu erfassen. Ein Tastkopf mit der nötigen Spannungsfestigkeit, hoher Impedanz und Breitbandigkeit stand jedoch nicht zur Verfügung. Bei höheren Modulationsbandbreiten macht sich in der 2GHz Messung gegenüber 900MHz der Effekt der durch die höhere Trägerfrequenz verbesserte Modulatorperformance bemerk- bar (vgl. Kap. 7.5 u. Abb. 7.6). Bei 20MHz breiten Basisbandsignalen sind ACLR und EVM bei beiden Trägerfrequenzen gleich auf, bei den noch breiteren Signalen überdeckt der positive Effekt des Modulators die zuvor genannten negativen Effekte des Verstärkers und führt zu verbesserten EVM und ACLR Werten. Für die beabsichtige Endanwendung der digitalen Sendekette ist immer die Kombination aus allen Qualitätsmerkmalen relevant. Es muss eine hohe Signalqualität zeitgleich mit hinreichender Ausgangsleistung und Effizienz erreicht werden. Verfehlt nur eines der Merkmale die Vorgabe, kann das System nicht für den geplanten Zweck eingesetzt werden. Das hier präsentierte und vermessene System setzt diesbezüglich neue Maßstäbe. Beide Linearitätswerte – EVM und ACLR – übertreffen die Vorgaben (Kap. 4) und stellen im Literaturvergleich (Tab. 10.5) neue Bestwerte dar. Gleichzeitig erzielt das System schon jetzt hervorragende Ausgangsleistungen von 5W Peak bei absolut konkurrenzfähigem Wirkungsgrad. Die in Kap. 10.3 festgestellten Probleme stark reduzierter Transistor- leistungsfähigkeit für höhere Betriebsspannung lassen die Hoffnung zu, dass zukünftig auch bei der Effizienz noch aufgeholt werden kann. Die Tatsache, dass sich der erzielte Wirkungsgrad der 900MHz Messung trotz der Schwierigkeiten gegen die Mehrzahl der Publikationen behaupten kann und gleichzeitig eine gute ACLR, EVM und Ausgangsleis- tung auch bei hohen Modulationsbandbreiten und ohne externe DPD erreicht, geht auf die Fähigkeiten des vorgestellten Modulationsverfahrens zurück, welches eine minimale Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit mit maximaler Coding Efficiency verbindet und dessen eingebaute Korrektur auch stark verzerrende Verstärker linearisieren kann. 10.4. MODULIERTE SIGNALE 101 Obwohl das evaluierte Verstärkermodul mit 25mm × 40mm bereits sehr kompakt aus- fällt, ist diese Größe durch die Handhabbarkeitsaspekte im Versuchsaufbau geprägt. Der eigentliche Verstärker inklusive seiner DC-Abblockkondensatoren nimmt nur ca. 0.6 cm2 in der Mitte des Moduls in Anspruch (vgl. Abb. 10.2). Zusätzlich sind die Anforderungen an das Ausgangsfilter so gering, dass dieses sehr platzsparend ausfallen kann. Voluminöse Cavity Filter, wie sie in früheren Publikationen verwendet wurden, sind mit diesem Modulationskonzept nicht länger notwendig. 102 KAPITEL 10. MESSERGEBNISSE Trägerfrequenz 2000MHz 2000MHz 2000MHz 2000MHz BB Bandbreite 5MHz 20MHz 100MHz 5*20MHz PAPR 6.5 dB 6.5 dB 6.5 dB 9.0 dB Betriebsspannung U3 40V 40V 40V 40V Mittl. Ausgangsleistung 28.8 dBm 28.5 dBm 28.8 dBm 26.7 dBm Mittl. ηdrain 23% 22% 23% 17% Mittl. ηdig 19% 17% 18% 13% Externe DPD nein nein nein nein ACLR L2 52.8 dB 48.1 dB 42.5 dB 36.6 dB ACLR L1 48.8 dB 45.1 dB 39.8 dB 36.3 dB ACLR U1 48.8 dB 44.0 dB 37.9 dB 36.8 dB ACLR U2 52.5 dB 46.5 dB 39.7 dB 37.0 dB EVM rms 1.13% 1.08% 1.86% 2.46% EVM max 3.43% 4.23% 8.36% 12.07% Tabelle 10.4: Messergebnisse bei 2GHz und 40V Betriebsspannung 10.4. MODULIERTE SIGNALE 103 Referenz [24] [82] [37] [83] [84] [88] [85] [89] Modulator BPDSM EDSM+PLM BPDSM EDSM+PLM AFDPWM CDSM+PLM DSM+PWM Trägerfrequenz 955MHz 1868MHz 800MHz 2350MHz 2400MHz 2200MHz 2350MHz 2400MHz BB Bandbreite 10MHz 5MHz 1.25MHz 3MHz 20MHz 20MHz 3MHz 20MHz PAPR 8.5 dB 10.8 dB 5.5 dB 7dB - 6.5 dB 7 dB 8.2 dB Betriebsspannung 19V 10V 2V - 1.2V 1.2V 4.5V (uneindeutig) Mittl. Ausgangsleistung 34.2 dBm 26.3 dBm 15dBm 25.4 dBm 19.1 dBm 16.8 dBm 25.1 dBm 14.8 dBm Mittl. ηdrain 16% 58% 31% 45% 23.5% 24.5% 46% - Mittl. ηdig - 53% - - - 19.3% 42% 23% Externe DPD nein nein - nein ja ja nein nein ACLR L2 - 42.8 dB - - - - - - ACLR L1 23 dB 39.0 dB 43 dB 34.8 dB 45.5 dB - 40.4 dB - ACLR U1 23 dB 39.0 dB 43 dB 35.2 dB 45.5 dB - 41.1 dB - ACLR U2 - 42.8 dB - - - - - - EVM rms - - - - - 4.0% - 4.0% Schaltungsart Diff. CMCS Doherty (PLM) H-Bridge Doherty (PLM) 8 bit CMCS Doherty (PLM) Switched Capacitor Technologie GaN GaAs pHEMT BiCMOS GaAs E-pHEMT CMOS CMOS GaAs E-pHEMT CMOS Transistor Biasing Class B Class AB / pinch-off Class S Class B Class C Class S Class B Class S Referenz [50] [86] [90] [91] [92] [92] [87] [93] Modulator EDSM PMC-EDSM Outphasing Outphasing Outphasing Outphasing Outphasing Outphasing Trägerfrequenz 700MHz 860MHz 2410MHz 900MHz 900MHz 2400MHz 1850MHz 5900MHz BB Bandbreite 5MHz 1MHz 20MHz 5MHz 10MHz 10MHz 5MHz 20MHz PAPR 6dB 6.5 dB 5.8 dB - 6 dB 6 dB 9.5 dB 7.2 dB Betriebsspannung 12V 20V 2V 1.2V 1.7V 1.7V 4.1V 1.2V Mittl. Ausgangsleistung 25.1 dBm 28.6 dBm 19.6 dBm1) 2.7 dBm <19dBm <19dBm 20dBm 16.4 dBm Mittl. ηdrain 56.7% 56.5% - - - - - - Mittl. η 1) 1) 1)dig - - 21.8% - 32% 22% - - Externe DPD ja nein nein - nein nein ja ja ACLR L2 45.3 dB 36.2 dB - 51.3 dB 46.8 dB 46.3 dB 53.4 dB - ACLR L1 46.8 dB 26.4 dB - 45.3 dB 39.8 dB 33.5 dB 47.4 dB ≈ 35 dB ACLR U1 46.9 dB 31.4 dB - 45.8 dB 40.3 dB 33.0 dB 45.6 dB ≈ 32 dB ACLR U2 45.8 dB 35.8 dB - 51.0 dB 45.8 dB 42.4 dB 50.7 dB - EVM rms - - 5.6% 1.4% - - 1.5% - Schaltungsart VMCS Digital Doherty VMCS 3-level VMCS VMCS VMCS RFDAC Technologie GaN HEMT GaN HEMT CMOS CMOS CMOS CMOS CMOS CMOS Transistor Biasing Class S Class S Class S Class S Class S Class S Class E -: Nicht angegeben; 1) Balun- / Combiner-Verluste herausgerechnet; EVM max ist in keiner der Publikationen angegeben Tabelle 10.5: Vergleichswerte aus Publikationen anderer Gruppen 105 11 Outphasing-Betrieb Um die Effizienz von digitalen Verstärkern zu Zeitpunkten geringer Ausgangsleistung zu verbessern, wird in [92] und [94] vorgeschlagen, zwei identische Verstärker im Outphasing- Betrieb anzusteuern und ihre Ausgänge über ein Filternetzwerk miteinander zu verbinden. In den genannten Publikationen werden mehrere Möglichkeiten beschrieben, wie auf diese Weise die Verluste durch parasitäre Kapazitäten der Ausgangstransistoren gemindert werden können. Dieser neue Betriebsmodus benötigt jedoch vollkommen andere Ansteue- rungssignale für die Verstärker. In diesem Kapitel wird demonstriert, wie leicht sich der Wavetable Modulator auf diese neuen Anforderungen anpassen lässt. 11.1 Verstärker Für digitale outphasing Verstärker existieren unterschiedliche leistungsaddierende Filter- netzwerke. Der Vorteil der in [92] und [94] beschriebenen Netzwerke ist, dass sie ohne Balun auskommen und daher magnetische Kopplungsverluste vermeiden können. Eine der Verschaltungsvarianten zeigt Abb. 11.1. Abbildung 11.1: Schema des digitalen Outphasing-Verstärkers Alle digitalen outphasing Verstärker haben gemeinsam, dass die Amplitude des Ausgangs- signals nicht durch eine Veränderung des Tastverhältnisses des Rechteckpulses verändert wird, sondern durch die Phasenverschiebung der verstärkten Pulse. Werden die beiden Verstärker in Abb. 11.1 phasengleich betrieben, sind die beiden Induktivitäten des Filter- netzwerkes effektiv parallel geschaltet. Induktivität und Kapazität des Filternetzwerkes bilden ein Bandpassfilter. Bei 180° Phasenverschiebung sind die Spannungs- und Strom- verhältnisse der beiden Induktivitäten gegenläufig. An dem Knotenpunkt zur Kapazität entsteht ein virtueller Nullpunkt und es wird keine Leistung zur Last transferiert. Für 106 KAPITEL 11. OUTPHASING-BETRIEB alle anderen Phasenverschiebungen ergibt sich ein Zustand zwischen den beiden genann- ten Extremen. Die zur Last transferierte Leistung verändert sich in Abhängigkeit der Phasenverschiebung. Pendelnde Ströme zwischen den beiden Verstärkern können dazu genutzt werden, die negativen Auswirkungen der parasitären Kapazitäten der Endstufentransistoren der Verstärker zu minimieren und so den Wirkungsgrad zu erhöhen. Das Ausgangsfilter kann durch zusätzliche Bauteile erweitert werden, die diesen Effekt noch weiter verstärken [92,94]. 11.2 Anpassung des Verstärkermoduls Zum Zeitpunkt dieser Arbeit stand leider kein Verstärkermodul zur Verfügung, das darauf ausgelegt war, die Möglichkeiten des Outphasing-Betriebs zur Steigerung seiner Energieeffi- zienz auszunutzen und modulierte Messungen zuließ. Stattdessen wurden aus zwei der aus Kap. 10.2 bekannten Module die Ausgangsfilter entfernt und durch ein Filternetzwerk nach Abb. 11.1 ersetzt. Abb. 11.2 zeigt das neue Modul. Die Spannungsversorgungen beider Teilverstärker wurden zusammengeschlossen und die Leistungsaufnahme entsprechend als Summe beider Teilverstärker erfasst. Abbildung 11.2: Outphasing-Verstärker-Modul bestehend aus zwei Modulen nach Kap. 10.2. Ausgang zur Last in der Mitte. 11.3. ANPASSUNG DES MODULATORS 107 11.3 Anpassung des Modulators Gegenüber den in den vorherigen Kapiteln betrachteten Single-Ended-Verstärkern sind im Outphasing-Betrieb zwei statt nur einem Verstärker anzusteuern. Im Fall von Verstärkern mit je zwei Eingangssignalen bedeutet dies, dass der Modulator nun vier statt zuvor zwei Signale erzeugen muss. Die Leistung wird nicht mehr über eine Veränderung der Wellenform (z.B. Pulsweitenveränderung) gesteuert, sondern durch den Phasenunterschied der Ausgänge. Keines der in Kap. 5 genannten Verfahren kann in einfacher Weise auf diese neuen Anfor- derungen angepasst werden. Beim Wavetable-Modulator hingegen sind die Erzeugungsan- weisungen für Wellenformen von ihren Auswirkungen (Amplituden- und Phasenbeitrag) entkoppelt. Eine Anpassung an die neuen Erfordernisse kann ganz einfach durch eine Änderung der in der Wavetable gespeicherten Informationen erfolgen. In einer fertigen Hardwareimplementierung, z.B. als ASIC, ist die einzige Voraussetzung dass die Hardware über genügend physische Ausgänge verfügt, um alle Eingänge der Verstärker bedienen zu können. Abb. 11.3 zeigt schematisch den Aufbau von Modulator, Verstärker und BPF-Netzwerk. Der Modulator besteht aus zwei Pulsformerzügen, die jeweils voneinander unabhängige Signalformen erzeugen können. Gesteuert werden sie weiterhin durch den Amplituden- modulator, der vorgibt, welche der Zeilen der Wavetable zu verwenden ist. Die gleiche Hardware kann für Single-Ended-Verstärker benutzt werden, indem einer der Pulsformer- züge unbenutzt bleibt. DTC: Dead Time Control, Totzeiterzeugung Abbildung 11.3: Erweiterung des Modulators zur Steuerung eines Outphasing-Verstärkers Die Wavetable wird für den Outphasing-Betrieb so umgeschrieben, dass sie nun in jeder Zeile die identische Bitsequenz („10“) enthält, die Verzögerungswerte sind jedoch für beide Pulsformer gegenläufig und erzeugen so die geforderten Outphasing-Signale. Dadurch, dass 108 KAPITEL 11. OUTPHASING-BETRIEB für das Outphasing-Prinzip keine Veränderung des Tastverhältnisses (oder der Pulsform im Allgemeinen) notwendig ist, ergibt sich der beachtenswerte Vorteil, dass die Bitfolge auf zwei Bit zusammenschrumpfen kann und der Faktor für die Serialisierergeschwindigkeit auf zwei sinkt. Dies entspannt die Hardwareanforderungen insbesondere bei höheren Trägerfrequenzen. Diese Beschränkung auf ein konstantes Tastverhältnis ist jedoch nicht zwingend notwendig. Es ist mit dem Modulator ebenfalls möglich, Outphasing und DPWM zu kombinieren. V√ier Bit lange Sequenzen ermöglichen es, ab einer relativen Ausgangsamplitude von 2 Pulse mit 25% (Bitfolge „0100“) zu verwenden. Dadurch kann bei gleichbleibender Auflösung der Verzögerungswerte die Abstufung der erzeugbaren Amplitudenwerte für kleine Amplituden verringert werden. Mit einer Bitsequenzlänge von vier kann beispielsweise ein Tastverhältnis von 50% (Bitfolge „1100“) und 25% (Bitfolge „0100“√) erzeugt werden. Ausgehend von 50%-Pulsen bei maximalem Ausgangspegel können ab 2 des maximalen Ausgangspegels 25%-Pulse verwendet werden. Das 25%-Tastverhältnis erzeugt kleinere Ausgangsleistungen als das 50%-Tastverhältnis, so dass bei gleicher Auflösung der Verzögerungsabstufungen eine absolut betrachtet feinere Abstufung der möglichen Amplitudenschritte erreicht werden kann. Je nach konkreter Implementierung der Verstärker kann durch kürzere Pulslängen auch eine Effizienzsteigerung innerhalb des Verstärkers resultieren. Die Verkürzung der Pulslänge führt bei dem hier verwendeten Aufbau nicht zu einer Effizienzsteigerung (vgl. Kap. 11.4), daher wird die in Tab. 11.1 wiedergegebene Wavetable mit einer festen Pulsbreite von 50% verwendet. 11.4 Einzeltonmessungen Angesichts der Tatsache, dass die MMICs nicht für den Outphasingbetrieb ausgelegt sind, verwundert es nicht, dass der Wirkungsgrad etwas schlechter ist, als im Single- Ended-Betrieb in Kap. 10.3, für den das MMIC entworfen wurde. Das in Kap. 10.3 beschriebene ungünstige Transistorverhalten wirkt sich auch im Outphasing-Betrieb auf den erzielbaren Wirkungsgrad negativ aus. Da beide Teilverstärker stets mit maximaler Pulsbreite (50%) betrieben werden und der Strom bei reduzierter Ausgangsleistung nur zwischen den beiden Teilverstärkern pendelt, statt insgesamt reduziert zu werden, wirkt sich die verringerte Stromtragfähigkeit besonders bei kleinen Ausgangsleistungen noch stärker aus. Die Wirkungsgradkurve fällt daher deutlich schneller und steiler ab (vgl. Abb. 11.4 mit Abb. 10.3). 11.5 Modulierte Signale Die vorhergegangenen Einzeltonmessungen bescheinigen dem hier verwendeten Verstär- keraufbau besonders bei kleinen Ausgangsleistungen einen nennenswert geringeren Wir- kungsgrad als in der Single-Ended Variante (Kap. 10). Erwartungsgemäß fällt der erzielte Wirkungsgrad in den modulierten Messungen geringer aus (vgl. Tab. 11.2 mit Tab. 10.4). 11.5. MODULIERTE SIGNALE 109 Diskretisierer Pulsformer 1 Pulsformer 2 Index Amplitude Bitfolge Verzögerung Bitfolge Verzögerung 1 1.0000 10 0.500 10 0.500 2 0.9969 10 0.475 10 0.525 3 0.9877 10 0.450 10 0.550 4 0.9724 10 0.425 10 0.575 5 0.9511 10 0.400 10 0.600 6 0.9239 10 0.375 10 0.625 7 0.8910 10 0.350 10 0.650 8 0.8526 10 0.325 10 0.675 9 0.8090 10 0.300 10 0.700 10 0.7604 10 0.275 10 0.725 11 0.7071 10 0.250 10 0.750 12 0.6494 10 0.225 10 0.775 13 0.5878 10 0.200 10 0.800 14 0.5225 10 0.175 10 0.825 15 0.4540 10 0.150 10 0.850 16 0.3827 10 0.125 10 0.875 17 0.3090 10 0.100 10 0.900 18 0.2334 10 0.075 10 0.925 19 0.1564 10 0.050 10 0.950 20 0.0785 10 0.025 10 0.975 21 0.0000 10 0.000 10 1.000 Tabelle 11.1: Für die Messungen verwendete Wavetable. Die Signalverzögerung ist in Vielfachen einer Bitzeit angegeben. 110 KAPITEL 11. OUTPHASING-BETRIEB Abbildung 11.4: Verstärkerwirkungsgrad in der Einzeltonmessung als Funktion der mo- mentanen Ausgangsleistung mit verschiedenen Betriebsspannungen U3, Totzeit 56 ps 11.6. ZUSAMMENFASSUNG 111 Dennoch kann der Modulator nicht nur diesen Verstärker betreiben, es gelingt auch dem eingebauten Korrekturverfahren, eine gute Linearität herzustellen, wie Abb. 11.5 und die ACLR- und EVM-Werte in Tab. 11.2 belegen. Tatsächlich kann mit dem Outphasing-Verstärker sogar eine etwas bessere Signalqualität erreicht werden. Messungen belegen, dass die erzielbare Signalqualität insbesondere dann leidet, wenn die Totzeit zu groß gewählt wird. Eine zu kleine Totzeit führt hingegen zu höheren Querströmen und reduziert den Wirkungsgrad. Die optimale Totzeit hängt auch von der Pulsweite ab. Es ist davon auszugehen, dass im Single-Ended-Betrieb mit der veränderlichen Pulsbreite die feste Totzeit während einer signifikanten Zeitdauer des Testsignals nicht optimal ist. Die feste Pulsbreite des Outphasing-Verstärkers umgeht dieses Problem. Eine Verringerung der Totzeit im Single-Ended-Verstärker unterstützt diese These: Während der Wirkungsgrad abnimmt, steigt die erzielbare Signalqualität. Das aktuelle Simulationsmodell der Verstärker kann die tatsächlich auftretenden Signal- verzerrungen leider nicht hinreichend gut abbilden, als dass diese These auch mittels einer Simulation überprüft werden könnte. 11.6 Zusammenfassung Wie angesichts der verfügbaren Ressourcen zu erwarten war, kann der hier improvisierte Outphasing-Verstärker noch nicht durch seinen Wirkungsgrad überzeugen. Die Entwick- lung eines solchen Verstärkers liegt außerhalb des Rahmens dieser Arbeit und wird von darauf spezialisierten Gruppen voran getrieben [92, 94]. Gezeigt werden konnte jedoch, dass sich der Modulator ohne Aufwand auch deutlich andersartigen Verstärkerkonzepten anpassen kann. Vorausgesetzt, dass eine Hardwareumsetzung des Modulators genügend Pulsformerzüge aufweist, können die unterschiedlichen Verstärkertypen allein durch eine Änderung der in der Wavetable gespeicherten Werte erschlossen werden. Diese spezielle Eigenschaft ist gegenüber den bisher bekannten Modulatoren ein absolutes Alleinstel- lungsmerkmal. Der Modulator selbst erzwingt keinen inhärenten Zusammenhang zwischen den ausge- gebenen Wellenformen und der durch ein Set von Wellenformen hinter dem Verstärker und Filter hervorgerufenen Amplituden- und Phasenwerte. Erst die Wavetable stellt einen Zusammenhang zwischen resultierender Verstärkerantwort und dem Set der durch die Pulsformer erzeugten Wellenformen her. Da die Wellenformen auf diese Weise vom Modulatorkonzept vollständig unabhängig sind, kann jeder digitale Mikrowellenverstärker gesteuert werden, der auf ein bestimmtes Set an Eingangswellenformen hinreichend repro- duzierbar reagiert. Auch möglicherweise komplexe Ansteuerungsformen bisher noch nicht bekannter Verstärkerkonzepte (mit ggf. vielen parallelen Eingängen) können umgesetzt werden, was dem Verfahren eine gute Zukunftssicherheit nahe legt. 112 KAPITEL 11. OUTPHASING-BETRIEB Abbildung 11.5: Gemessene Signale am Verstärkerausgang (nach BPF) für 40V Betriebss- pannung Trägerfrequenz 900MHz 900MHz 900MHz 900MHz BB Bandbreite 5MHz 20MHz 100MHz 5*20MHz PAPR 6.5 dB 6.5 dB 6.5 dB 9.0 dB Betriebsspannung U3 40V 40V 40V 40V Mittl. Ausgangsleistung 30.8 dBm 30.4 dBm 30.3 dBm 28.1 dBm Mittl. ηdrain 13% 12% 12% 7% Mittl. ηdig 11% 10% 10% 6% Externe DPD nein nein nein nein ACLR L2 61.7 dB 55.7 dB 35.2 dB 36.4 dB ACLR L1 59.0 dB 52.8 dB 37.8 dB 36.1 dB ACLR U1 59.4 dB 51.3 dB 37.0 dB 36.8 dB ACLR U2 61.4 dB 53.9 dB 32.9 dB 36.3 dB EVM rms 0.23% 0.37% 1.78% 2.05% EVM max 3.24% 2.46% 6.92% 8.71% Tabelle 11.2: Messergebnisse bei 900MHz und 40V Betriebsspannung 113 12 Nicht-binäre Verstärker In den Kapiteln 5-10 wurde von einem binären Verstärker ausgegangen, d.h. einem Verstärker, dessen Ausgang nur zwei mögliche Spannungswerte annehmen kann. Eine Beeinflussung der Ausgangsamplitude hinter dem Bandpassfilter wurde nur über die Varia- tion der Pulsform, insbesondere der Pulsbreite vorgenommen. Das Modulationsverfahren ist an dieser einfachen Verstärkerart leichter nachzuvollziehen und die Verstärker sind leichter beherrschbar. Die Menge der möglichen Pulsformen – und damit die Anzahl der Einträge der Wavetable – ist in konkreten digitalen Umsetzungen jedoch finit. Sie wird unter anderem durch die Serialisierergeschwindigkeit bestimmt. Zwischenwerte der durch die unterschiedlichen Pulsformen direkt erzeugbaren Ausgangsamplituden (hinter dem BPF) werden durch einen schnellen Wechsel mehrerer Pulsformen erzeugt. Im Zu- ge dieses Vorgangs entsteht Quantisierungsrauschen, dessen Höhe von der Anzahl der unterschiedlichen Pulsformen1 in der Wavetable abhängt (vgl. Kap. 7.1). Wird der bestehende binäre Verstärker durch die Möglichkeit erweitert, eine dritte, diskrete Ausgangsspannung zu erzeugen, können durch Nutzung dieses Spannungslevels zusätzliche Ausgangsamplituden hinter dem BPF erzielt werden, als es in der rein binären Variante möglich ist. Diese Ausgangsamplituden werden der Wavetable zusätzlich hinzugefügt, die Anzahl der Einträge steigt und die SNR profitiert. Um einen Verstärker mit mehr als zwei diskreten Ausgangszuständen ansteuern zu können, sind jedoch mehr Ansteuerungsleitun- gen und damit auch mehr Pulsformerzweige im Modulator notwendig. Die Erweiterung des Modulators auf mehrere Pulsformerstränge wurde bereits in Kap. 11 demonstriert. 12.1 Single-Ended Multilevel Verstärker Die einfachste Variante, einen binären Digitalverstärker um ein weiteres diskretes Aus- gangslevel zu erweitern zeigt Abb. 12.1. Der Endstufe des binären Voltage-Mode Digitalver- stärkers nach Abb. 3.3b, bestehend aus T1 und T3, wird ein zweiter High-Side-Transistor T2 hinzugefügt, der mit einer weiteren Betriebsspannung V2 verbunden ist. Der Ausgangs- knoten kann nun drei diskrete Spannungslevel annehmen. Abb. 12.2 veranschaulicht die drei möglichen Spannungshübe des Pulsstroms, die mit die- sem Verstärker möglich sind. Mit dem Spannungshub verändert sich bei diesem Verstärker auch der Mittelwert („DC-Anteil“) des Pulsstroms. Diese Tatsache allein ist nicht weiter kritisch, denn der DC-Anteil wird von dem BPF geblockt. Auch bei der in den vorherigen Kapiteln verwendeten Bildungsvorschrift der Wavetable auf Basis des DPWM-Prinzips (Kap. 6.3) verändert sich der DC-Anteil. Der Amplitudenmodulator bevorzugt in ihrem 1Genauer: Das Rauschniveau hängt (u.a.) mit der Schrittweite der Amplitudenwerte zwischen benach- barten Pulsformen zusammen. Der Wertebereich der Amplitudenwerte wird auf den Wertebereich des Basisbandsignals normiert, daher sinkt die Schrittweite der Amplitudenwerte mit zunehmender Anzahl der Einträge und die SNR verbessert sich. 114 KAPITEL 12. NICHT-BINÄRE VERSTÄRKER Abbildung 12.1: Multilevel Verstärker, Variante 1 Amplitudenwert benachbarte Einträge der Wavetable, so dass sich im letztgenannten Fall der DC-Wert kontinuierlich und der Einhüllenden des Basisbandsignals folgend verändert. Die spektrale Breite dieser Veränderungen fällt daher schmal aus und kann leicht vom BPF ausgefiltert werden. Werden bei dem hier vorstellten ternären Verstärker die Span- nungshübe der Pulsform jedoch oft gewechselt, kommt es zu vielen abrupten Änderungen des DC-Anteils, was in einer Aufweitung des Störspektrums resultiert. In Abhängigkeit der konkreten Umsetzung dieser Wechsel und der Eigenschaften des zu erwartenden Basisbandsignals sollten die verursachten Störungen gegenüber den Vorteilen durch die zusätzlichen Wavetable-Einträge abgewogen werden. Generell ist anzuraten, die Anzahl der Wechsel zu minimieren. Abbildung 12.2: Mögliche Spannungshübe der Ausgangswellenform des Verstärkers nach Abb. 12.1. Blau: erzeugte Wellenform. Rot: zugehöriger DC-Anteil des jeweiligen Spannungshubes Wird das dritte Spannungshublevel benutzt (V2-V1), ist zu beachten, dass in Summe ein positiver Strom in die Quelle mit der kleineren Spannung (V1) hinein fließt. Um eine Aussage darüber zu treffen, ob es ausreichend ist, diesen Strom durch Pufferkondensatoren aufzufangen, oder ob die Spannungsquelle tatsächlich auch als Stromsenke arbeiten können muss, muss die Amplitudenverteilung des Basisbandsignals sowie der Algorithmus hinter der Umschaltung der Spannungshübe bekannt sein. Die (De-)Aktivierung dieser Möglichkeit ist zwar über den Modulator – und damit per Software während der Laufzeit – steuerbar, stellt aber einen weiteren Punkt dar, der während des Betriebs zu beachten ist und bei Unachtsamkeit zu unerwartetem Verhalten führen kann. Nicht betrachtet wurde bisher die Möglichkeit, mehrere Spannungslevel pro Periode des gewünschten Ausgangssignals auszugeben und so bereits das Eingangssignal des BPFs besser einem Sinus anzunähern. Grundsätzlich ist auch dies mit dem vorgestellten Modulatorkonzept möglich, erhöht jedoch die Anzahl der Schaltvorgänge pro Zeiteinheit. Es hängt vom konkreten Verstärker und BPF ab, ob in der Praxis daraus in Summe eine Verbesserung des Gesamtsystems entsteht. 12.2. H-BRÜCKE 115 Auf schaltungstechnischer Seite ergibt sich bei dem Verstärker nach Abb. 12.1 die Schwierig- keit, dass an dem steilflankig schaltendem Ausgangsknoten nun die parasitären Kapazitäten von drei Transistoren statt wie bei dem binären Verstärker von nur zwei Transistoren vereint werden. Nach eigenen Simulationen mit den für diese Arbeit zur Verfügung ste- henden Transistoren und Simulationsmodellen eben jener begrenzt dies den erzielbaren Wirkungsgrad des Verstärkers deutlich. Eine alternative Anordnung zeigt Abb. 12.3. T3 und T4 übernehmen in dieser Variante die schnellen Schaltvorgänge, während T1 und T2 bestimmen, welche Betriebsspannung T3 zugeführt wird. Erfolgt der Wechsel der Betriebsspannung nur selten, fallen die Umschaltverluste der Transistoren T1 und T2 sowie die parasitäre Kapazität am Knoten zwischen T1, T2 und T3 in der Gesamtenergiebilanz nicht ins Gewicht. Am kritischen Ausgangsknoten sind wie bei dem binären Verstärker nur die parasitären Kapazitäten zweier Transistoren sichtbar. Abbildung 12.3: Multilevel Verstärker, Variante 2 Diese Schaltungsvariante zeigt oberflächlich eine gewisse Nähe zu Klasse G Verstär- kern, besitzt bei näherer Betrachtung jedoch signifikante Unterschiede. So arbeitet der Hauptverstärker (T3, T4) hier rein digital und zwischen Hauptverstärker und Betriebss- pannungsumschaltung (T1, T2) gibt es weder ein Tiefpassfilter, noch ein HF-Sperrfilter. Die Transistoren T1 und T2 sind essentieller Bestandteil des Verstärkers und des HF- Strompfades. Sämtliche HF-Ströme werden erst an der Stelle der Spannungszuführung V1 und V2 abgeblockt. 12.2 H-Brücke Eine weitere Schaltung, die mehr als zwei diskrete Spannungslevel vor dem BPF erzeugen kann ist die H-Brücke nach Abb. 12.4. Wie beim binären Verstärker spielen am jeweiligen Ausgang jedes Zweiges nur die parasitären Kapazitäten von zwei Transistoren eine Rolle. Bei dieser Schaltungsart ist ein differentielles BPF notwendig, sowie, sofern die Last weiterhin nicht differentiell bleiben soll, ein Balun, dessen Einfügedämpfung für zusätzliche Verluste sorgt und so die Gesamteffizienz des Systems auch wieder herabsetzen kann. Werden die Spannungen V1 und V2 bei diesem Verstärker unterschiedlich gewählt, können am BPF-Eingang vier verschiedene Spannungslevel erzeugt werden (Tab. 12.1). Bei geeigneter Ansteuerung (T1, T4 leitend im Wechsel mit T2, T3 leitend) entspricht der 116 KAPITEL 12. NICHT-BINÄRE VERSTÄRKER Abbildung 12.4: Digitaler Verstärker in H-Brücken-Konfiguration Spannungshub am BPF-Eingang der Summe beider Betriebsspannungen (V1+V2). Auf diese Weise kann die effektive Ausgangsspannung höher ausfallen, als das Spannungslimit der verwendeten Transistoren. Strompfad Out1-Out2 T1, T4 +20V T1, T3 +10V T2, T4 0V T2, T3 -10V Tabelle 12.1: Mögliche Spannungsdifferenzen bei V 1 = 20V und V 2 = 10V. Angegeben sind die Transistoren, die sich im leitenden Zustand befinden. 12.3 Zusammenfassung Verstärker mit mehr als zwei diskreten Ausgangsspannungsleveln erhöhen die Freiheitsgrade des digitalen Verstärkersystems. Diese Freiheitsgrade können genutzt werden, um die Qualität des Ausgangssignals zu steigern und insbesondere das Quantisierungsrauschen zu verringern. Auf der Gegenseite wird jedoch die Komplexität der Verstärkerschaltung erhöht, was in eigenen Untersuchungen sehr leicht zu einer Verringerung des erzielbaren Wirkungsgrades geführt hat. Auf Seite der Signalerzeugung stellen die zusätzlich erlangten Freiheitsgrade nicht nur die Möglichkeit bereit, das Ausgangssignal oder den Wirkungsgrad zu verbessern, sie bieten auch Potential, durch ungeschickte Designentscheidungen bei der Konfiguration des Modulators die Signalqualität zu verschlechtern. Der tatsächliche Nutzen kann nur durch die Betrachtung aller Parameter und Rahmenbedingungen bestimmt werden. In der Literatur werden weitere Varianten von Verstärkern mit mehr als zwei diskreten Ausgangsleveln erwähnt, die auf Systemebene eher einem DAC mit hoher Ausgangsleis- tung ähneln, als die hier vorgestellten Varianten. Das genaue Abstimmen der tatsächlich erreichten Ausgangslevel ist in der Praxis jedoch nicht trivial [40] oder erfordert Transis- toren mit eng tolerierten Parametern [39]. Der Vorteil digitaler Schaltungstechnik, robust 12.3. ZUSAMMENFASSUNG 117 auf kleinere Schwankungen der Bauteilparameter zu reagieren, wird dadurch zumindest verringert. Nutzen und Aufwand von nichtbinären Verstärkern sollten unter Inbetrachtnahme des geplanten Einsatzzweckes und der verfügbaren Technologie sorgfältig gegeneinander abge- wogen werden. Grundsätzlich lässt sich jedoch feststellen, dass binäre Verstärker aufgrund ihrer relativen Einfachheit deutlich leichter zu beherrschen sind. Mehrlevelverstärker bieten in der Theorie zwar Vorteile in Effizienz und Signalqualität, allerdings konnte dieser Vorteil mit der momentan verfügbaren Technologie noch nicht praxistauglich verfügbar gemacht werden. Die Schwierigkeiten in der Umsetzung überwiegen aktuell noch. Wenn in Zukunft deutlich bessere Transistoren zur Verfügung stehen, kann sich diese Einschätzung zugunsten der Mehrlevelverstärker verschieben. Für eine baldige Umsetzung in der Praxis ist daher in einem ersten Schritt die leichter beherrschbare Binärvariante des Verstärkers vorzuziehen. Wie bei jeder neuen Technologie gibt es zudem sicher noch Erfahrungswerte, die für die Anwendung im Massenmarkt gewonnen werden wollen. Es ist naheliegend, diese Erkenntnisse zunächst an den bereits gut beherrschten binären Verstärkern zu sammeln. 119 13 Fazit und Ausblick Diese Arbeit adressiert die Leistungsfähigkeit der digitalen Sendekette als Ganzes, ins- besondere der erzielbaren Signalqualität mit Hinblick auf die strengen Anforderungen moderner Kommunikationsstandards an die Nachbarkanalaussendungen (ACLR) und In-Band-Störungen (EVM). Betrachtet wird ein rein digitaler Ansatz, d.h. alle Signale sind bis zum Ausgang des Verstärkers vollständig binär. Das System ist für das Basisbandsignal transparent: Es kann jedes Basisbandsignal unabhängig von der verwendeten Basisbandmodulation verwendet werden. Aufgrund dieser Transparenz ist es ohne weiteres möglich, eine bestehende analoge Sendekette durch die digitale Variante zu ersetzen, ohne Anpassungen am Funkstandard, dem Basisbandgenerator oder den Empfängern vornehmen zu müssen. Der digitale Verstärker ist per se extrem breitbandig und wird nicht auf eine bestimmte Frequenz oder ein Frequenzband angepasst. Die Trägerfrequenz des ausgesandten Signals ergibt sich ausschließlich aus dem Inhalt des Bitstroms, mit dem der Verstärker angesteuert wird. Allein das Abändern des die Trägerfrequenz bestimmenden Parameters innerhalb des Modulators genügt, um innerhalb von Mikrosekunden auf eine neue Frequenz umzu- stellen. Es kann dabei jede beliebige Frequenz zwischen DC und der Maximalfrequenz des Verstärkers bzw. Modulators gewählt werden. Auf diese Weise sind neuartige und extrem flexible Verfahren zur optimalen Ausnutzung der Frequenzbelegung wie Opportunistic Spectrum Access (OSA) über einen weiten Frequenzraum hinweg möglich. Auch für SDR-Anwendungen ist diese breite Durchstimmbarkeit sehr interessant. Die geringen Abmessungen der gesamten Sendekette und der vollständige Verzicht auf platzintensive Anpassungsnetzwerke ermöglichen es, die digitale Sendekette unmittelbar hinter dem Antennenelement zu platzieren. Die wegfallenden Leistungsverluste in langen Kabeln zwischen Verstärker und Antenne tragen zusätzlich zu dem hohen erzielbaren Wirkungsgrad digitaler Verstärker zu einer guten Energiebilanz bei. Wie in dieser Ar- beit gezeigt, stellt auch das Ausgangsfilter kein Problem dar und kann kompakt mit Standardbauelementen realisiert werden. Der neu entwickelte Modulator für digitale Leistungsverstärker, der das Basisband in einen binären Datenstrom für den digitalen Leistungsverstärker übersetzt, leistet dabei einen signifikanten Betrag zur Erweiterung des bisherigen Stands der Technik. Die di- versen Parameter des sehr flexibel konfigurierbaren Verfahrens werden beschrieben und die Auswirkungen auf das resultierende Signal analysiert. Die vielen Freiheitsgrade bei der Parametrisierung des Modulators stellen ein Alleinstellungsmerkmal gegenüber den zuvor verwendeten Verfahren dar und ermöglichen eine zielgerechte Anpassung an die Erfordernisse in einem konkreten Einsatzszenario. Weitere Fortschritte wurden im Rahmen dieser Arbeit beim Verstärkermodul erzielt, die das Chiplayout für die digitale Schaltaufgabe optimieren und zugleich die belegte Chipfläche reduzieren. In wenigen Designiterationen wurde ein Verstärkerprototyp entwickelt, der sich aufgrund seines robusten Verhaltens und einfacher Inbetriebnahme bestens als Baustein 120 KAPITEL 13. FAZIT UND AUSBLICK für digitale Sendeketten eignet und die Evaluierung von Modulationsverfahren für digitale Mikrowellenverstärker unter realen Bedingungen ermöglicht hat. Modulator Der neu entwickelte Wavetable Modulator ist der Hauptbeitrag dieser Arbeit. Gegenüber bisherigen Modulatoren beinhaltet er mehrere Innovationen, die zu einer bisher unerreich- ten Performanz führen. Dies betrifft nicht nur die erzielbare Signalqualität, sondern auch die Flexibilität des Verfahrens. Einige der besonders signifikanten Vorteile gegenüber dem bisherigen Stand der Technik sind im Folgenden aufgezählt: • Der Modulator ist von Beginn an darauf ausgelegt, vollständig in gängiger Digital- elektronik implementiert zu werden. Gegenwärtig sind die Basisbandprozessoren im allgemeinen bereits vollständig in digitaler Schaltungstechnik implementiert. Die Fortführung dieses Ansatzes in die Sendekette hinein bietet die Möglichkeit für Synergieeffekte bei der einheitlichen Umsetzung aller Komponenten in digitaler Technik. Zusätzlich macht es die Vorzüge der Digitaltechnik auch für die heute noch nicht digitalen Teile der Sendekette zugänglich. Hier sind insbesondere die zunehmend geringer werdende Leistungsaufnahme digitaler Schaltungen, der gerin- ge Platzbedarf, die einfache Rekonfigurierbarkeit per Software und die Toleranz gegenüber Parameterschwankungen der individuellen Schaltungselemente zu nennen. • Das vorgestellte Modulationsverfahren bietet eine große Menge an Einstellungsmög- lichkeiten, an denen Parameter angepasst werden können, um sich den Gegebenheiten und Fähigkeiten der Hardware anzupassen. Dies betrifft z.B. die Frage, welche Art von pulserzeugender Hardware zur Verfügung steht (Kap. 6.4), aber auch Taktge- schwindigkeitsbegrenzungen werden berücksichtigt oder Einschränkungen in der verfügbaren Rechenleistung, die sich im Wesentlichen auf die Komplexität des Ampli- tudenmodulators auswirkt. Aufgrund dieser hohen Anpassungsflexibilität können die Möglichkeiten der konkret verfügbaren Hardware bzw. Technologie voll ausgereizt werden. • Eine Korrekturmöglichkeit von durch den Verstärker bedingten Nichtlinearitäten der Gesamtkette ist durch intrinsische Eigenschaften des Modulators bereits gegeben. Entgegen der klassischen DPD muss kein zusätzliches Modul in der Signalverarbei- tungskette installiert werden. Der Energieaufwand für die DPD kann eingespart werden. Aktualisierte Korrekturwerte – beispielsweise um Alterungs- oder Tem- peratureffekte innerhalb des Verstärkers widerzuspiegeln – können anhand des Nutzsignals generiert werden. Es ist kein spezielles Testsignal notwendig, der Betrieb muss nicht unterbrochen werden. • Begrenzungen des Verstärkers können vom Modulator berücksichtigt werden. Bei- spielsweise kann eine minimale Pulslänge vorgegeben werden. Oder bestimmte Pulsformen, die aufgrund der Vorgänge im Verstärker eine schlechte Effizienz oder sonstige negative Auswirkungen verursachen, können vermieden werden. Auch ei- ne dynamische Auswahl z.B. anhand komplexerer Regeln oder an anderer Stelle abgeleiteter Grenzwerte ist möglich. • Das Verfahren ist nicht auf eine bestimmte Ansteuerungsart des Verstärkers festge- legt. Allein durch ändern der Inhalte der Wavetable können die unterschiedlichsten 121 Ansteuerungsanforderungen erfüllt werden. Kap. 6.3 führt exemplarisch drei Mög- lichkeiten auf, Single-Ended-Verstärker anzusteuern, während Kap. 11 demonstriert, wie leicht sich auch die davon stark unterscheidenden Ansteuerungsanforderungen von Outphasingverstärkern erfüllen lassen. Eine beliebige Anzahl weiterer, auch noch nicht bekannter Ansteuerungskonzepte können aufgrund der Flexibilität des Verfah- rens umgesetzt werden. Diese Eigenschaft ist ein absolutes Alleinstellungsmerkmal gegenüber aller anderen bisher bekannten Modulatoren für digitale Mikrowellenver- stärker. Zusätzlich übertrifft die vom Wavetable Modulator erzielbare Signalqualität (hier gemes- sen in Form der ACLR und EVM) deutlich die Leistungsfähigkeit bisheriger digitaler Modulatorkonzepte (Kap. 7.8, insb. Tab. 7.2). Verstärkermodul Ein weiterer Beitrag dieser Arbeit besteht in dem Verstärker-MMIC. Beim Entwurf wurden neue Regeln entwickelt und erprobt, die speziell auf digitale Schaltverstärker optimiert sind. Das demonstrierte MMIC zeichnet sich insbesondere dadurch aus, dass es nur wenige Spannungsquellen benötigt und sehr robust auf Änderungen in den Versorgungsspannun- gen reagiert. Die durchgängige DC-Kopplung vereinfacht den Betrieb im Vergleich zu vorherigen Prototypen digitaler Mikrowellenverstärker und ermöglicht auch Messungen mit breitbandig modulierten Signalen. Die gesamte Sendekette, bestehend aus Modulator, Verstärker und simplem LC- Bandpassfilter wird in der Arbeit bei 900MHz und 2GHz demonstriert. Für Einzeltonsi- gnale wurde ein Endstufenwirkungsgrad von bis zu 70% gemessen. Auch bei breitbandigen Signalen mit 6.5 dB bzw. 9.0 dB PAPR können noch respektable Wirkungsgrade von bis zu 48% bzw. 37% erzielt werden. Als Ursache für das Zurückbleiben hinter der durch Schaltungssimulationen suggerierten Leistungsfähigkeit können Trap-Effekte in den GaN-Transistoren ausgemacht werden. Wenn diese zukünftig verringert werden können, ist eine gesteigerte Ausgangsleistung bei noch besserem Wirkungsgrad zu erwarten. Die Wirksamkeit der im Modulator eingebauten Korrekturmöglichkeit für Nichtlinearitäten des Verstärkers konnte ebenfalls nachgewiesen werden. Die ACLR im ersten Seitensignal konnte durch das vorgestellte Verfahren um 40 dB verbessert werden, ohne dass eine externe DPD nötig ist. Damit wurde in dieser Arbeit erstmalig ein kompletter digitaler Transmitter mit einer maximalen Ausgangsleistung oberhalb von 1W (Pout,max = 5W) demonstriert, der für ein realistisches Basisbandsignal (5MHz Bandbreite mit 6.5 dB PAPR) sowohl die Linearitätsanforderungen erfüllt (55 dB ACLR) als auch einen akzeptablen Wirkungsgrad (Drain-Effizienz 48%) erreicht. Die 3GPP Spezifikationen für Basisstationen werden erfüllt. Weiterführende Arbeiten Für zukünftige Arbeiten empfiehlt sich auf der Seite des Modulators die Überführung in ein echtzeitfähiges System. Die Umsetzung in einem FPGA ist hier nur als ein erster Schritt anzusehen, denn insbesondere bei den in dieser Arbeit fokussierten mittleren Ausgangsleistungen von ≈ 1W trägt die geringere Leistungsaufnahme eines dedizierten ASIC spürbar zu der Gesamteffizienz des Systems bei. Für digitale Verstärker höherer 122 KAPITEL 13. FAZIT UND AUSBLICK Leistungen mag die FPGA-Variante jedoch ausreichend sein und zusätzliche Flexibili- tät bieten. Obwohl das vorgestellte Modulationsverfahren aufgrund der konsequenten Auslegung für digitale Implementierbarkeit insbesondere im Vergleich zu bestehenden Verfahren gute Voraussetzungen für eine komplikationsarme Umsetzung mitbringt, sollte der Arbeitsaufwand für die Umsetzung eines technischen Systems am Limit des heute Machbaren nicht unterschätzt werden. Die gegenwärtig verwendeten GaN-Transistoren benötigen einen Spannungshub von ca. 4−5Vpp am Gate. Der in dieser Arbeit implementierte Vortreiber im Klasse A Betrieb kann nur ein erster Schritt sein, auf den energieeffizientere Schaltungskonzepte, möglicherweise in Komplementärtransistortechnik wie z.B. CMOS, folgen sollten. Das Verstärker-MMIC, das im Rahmen dieser Arbeit entwickelt wurde, wurde im We- sentlichen als erster Prototyp entworfen, mit dem Ziel, den Modulator anhand von realen Messdaten weiterentwickeln zu können. Naturgemäß besteht in dieser Phase noch ein großes Verbesserungspotential. Nach gegenwärtigem Stand scheint es nicht wahrscheinlich zu sein, dass dieses digitale Verstärkerkonzept innerhalb kürzerer Zeit für Frequenzbänder oberhalb 10GHz verwendbar ist. Um die nötige Schaltgeschwindigkeit bei akzeptablen Wir- kungsgrad und vergleichbaren Ausgangsleistungen zu erreichen, müssten die Transistoren schneller werden. Für Frequenzen im unteren einstelligen GHz-Bereich konnte diese Arbeit jedoch bereits Ergebnisse liefern, die den Stand der Technik übertreffen (vgl. Kap. 10.4). Noch bessere Ergebnisse erscheinen möglich, wenn die aufgedeckten Limitierungen der Schaltungsseite beseitigt oder verringert werden können. Das Modulatorkonzept lässt sich auch für höhere Frequenzen nutzen, sofern technologische Fortschritte das gegenwärtige Geschwindigkeitslimit der Hardware nach oben verschieben. Ein zentraler begrenzender Faktor sind die Trap-Effekte der verwendeten GaN-Transistoren. In diesem Rahmen erscheint es sinnvoll, Transistoren zu entwickeln, die speziell auf den Schaltbetrieb angepasst sind und so den Verstärkerwirkungsgrad verbessern. Die in dieser Arbeit verwendeten Transistoren und die zugrunde liegende Technologie sind noch für Linearverstärker optimiert. Arbeiten, die den Wirkungsgrad des Verstärkers durch alternative Schaltungskonzepte weiter steigern können, werden bereits durchgeführt [94]. Ein weiteres Feld für zukünftige Arbeiten ist die Entwicklung eines elektrisch verstellbaren Ausgangsfilters, das für die Verwendung im digitalen Verstärkersystem optimiert ist. Die wichtigsten Punkte hierfür sind eine hohe Impedanz außerhalb des Durchlassbereiches am Ausgangsknoten des Verstärkers und eine geringe Einfügedämpfung. Die Errungenschaften dieser Arbeit im Bezug auf Abstand der Störanteile hoher Amplitude und der minimierten Leistungsdichte des sonstigen (Quantisierungs-)Rauschens liefern die Grundlage, die es plausibel scheinen lässt, unter den neuen Voraussetzungen bessere Ergebnisse erzielen zu können als zuvor. Ausblick Mit den in dieser Arbeit erzielten Fortschritten konnten digitale Mikrowellenverstäker für viele Anwendungsgebiete praxistauglich gemacht werden. Das neue Modulationsverfahren verbindet eine gute Effizienz, exzellente Signalqualität, angemessen geringe Anforderungen an das Ausgangsfilter und eine eingebaute Korrektur für Verstärkernichtlinearitäten mit der Flexibilität sich den jeweiligen Anforderungen der einzuhaltenden Signalspezifikatio- nen sowie der Hardware anzupassen. Die Rekonfigurierbarkeit ist gegenüber bestehenden 123 Verfahren ein absolutes Alleinstellungsmerkmal. Sie eröffnet den digitalen Leistungsver- stärkern ein breites Anwendungsfeld, da die Anwendbarkeit digitaler Verstärker nun nicht weiter auf diejenigen Funkstandards beschränkt ist, deren Anforderungen zufällig den Eigenschaften des Modulationsverfahrens entsprechen. Stattdessen wird der Modulator auf den Funkstandard angepasst. Diese Optimierung kann auch im Betrieb leicht neu konfiguriert werden. Auf Seite des Verstärkers wurde ein Verstärker konstruiert, der robust und leicht zu betrieben ist und die Demonstration mit breitbandig modulierten Signalen beweist, dass die erzielte Performance des Gesamtsystems die Spezifikationen moderner Funkstandards sogar übertreffen kann. Die aufgezeigten Verbesserungspotentiale der für diese Arbeit verwendeten Transistoren zeigen auf, wie sich der Wirkungsgrad des Verstärkers weiter verbessern lässt. Mit den erzielten Fortschritten ist es nun plausibel, digitale Verstärkersysteme auch in der Praxis einzusetzen. Für optimale Performance ist es sinnvoll, sich zunächst auf niedrige Frequenzbereiche (Träger <1GHz) bei mittleren oder sogar hohen Leistungen (z.B. ≥ 10Wpeak) zu fokussieren. In diesem Bereich kann mit heute verfügbarer Technik ein System realisiert werden, das die Performance bestehender Verfahren erreicht oder übertrifft und darüber hinaus die zahlreichen Vorteile der Rekonfigurierbarkeit und Fre- quenzagilität digitaler Systeme bietet. Je höher die Ausgangsleistung und geringer die Sendefrequenz, umso einfacher ist es, hohe Wirkungsgrade zu erzielen. Mit mehr gesam- melten Praxiserfahrungen mit Systemen dieser Art und voranschreitender Technik können in Zukunft auch höhere Sendefrequenzen oder geringere Ausgangsleistungen erschlossen werden. Die höchsten Sendefrequenzen nahe der jeweiligen Transistorgrenzfrequenz wer- den prinzipbedingt immer die Domäne der Analogverstärker bleiben, aber sehr viele der heutigen Funkanwendungen liegen in einem Bereich, der mit dem Digitalverstärkerkonzept jetzt gut erschlossen werden kann. 125 A Anhang A.1 Basisbandsignale Die in dieser Arbeit verwendeten Basisbandsignale wurden einmalig aus Zufallszahlen erzeugt und zur späteren Verwendung gespeichert. Auf diese Weise wird jede Untersuchung mit dem exakt selben Basisbandsignal durchgeführt und die direkte Vergleichbarkeit der Ergebnisse ist gegeben. Um zu vermeiden, dass nur kurzzeitig auftretendes erratisches Verhalten des untersuchten Verfahrens bzw. Systems durch eine Fensterung bei der Durchführung der FFT maskiert wird, sind die Signale periodisch ausgelegt. Die FFT kann hierdurch ohne Fensterung durchgeführt werden und enthält alle Daten des gesamten Signals. Alle Signale sind 100 µs lang. Tab. A.1 führt zu Vergleichszwecken die intrinsisch im Basisband vorliegenden ACLR-Werte auf. Das Ausgangssignal des untersuchten Systems kann diese Werte naturgemäß nicht übertreffen. ACLR Bandbreite PAPR L2 L1 U1 U2 5MHz 6.5 dB 126.0 dB 78.0 dB 76.0 dB 125.7 dB 20MHz 6.5 dB 146.8 dB 85.4 dB 88.3 dB 146.3 dB 100MHz 6.5 dB 153.0 dB 81.2 dB 80.5 dB 153.1 dB 100MHz 10.0 dB 173.9 dB 81.1 dB 81.7 dB 173.8 dB 5*20MHz 9.5 dB 99.0 dB 99.0 dB 99.1 dB 99.1 dB Tabelle A.1: Kenndaten der verwendeten Basisbandsignale A.2 Spektrale Eigenschaften und Konfigurierbarkeit ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max m = 64 (Referenz) 80.6 dB 73.0 dB 72.0 dB 80.5 dB 0.03% 0.14% m = 32 77.2 dB 72.1 dB 71.2 dB 77.3 dB 0.03% 0.14% m = 16 70.4 dB 69.2 dB 68.7 dB 70.6 dB 0.04% 0.31% Tabelle A.2: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.1 126 ANHANG A. ANHANG ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max fc = 900MHz 76.0 dB 72.9 dB 71.9 dB 76.7 dB 0.03% 0.14% fc = 1500MHz 82.3 dB 75.6 dB 74.2 dB 82.9 dB 0.02% 0.09% Tabelle A.3: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.2 ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max LPDSM 2. Ord. (Ref.) 80.8 dB 72.8 dB 71.8 dB 80.6 dB 0.03% 0.16% LPDSM 1. Ord. 75.5 dB 72.4 dB 71.6 dB 75.9 dB 0.03% 0.14% S&H 47.3 dB 47.7 dB 47.5 dB 47.3 dB 0.40% 1.95% Tabelle A.4: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.3 ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max d = 1 (Referenz) 80.2 dB 72.9 dB 71.8 dB 80.4 dB 0.03% 0.15% d = 2 75.9 dB 71.9 dB 71.1 dB 75.7 dB 0.03% 0.16% d = 3 71.2 dB 70.5 dB 70.0 dB 71.1 dB 0.04% 0.18% d = 4 66.5 dB 69.3 dB 69.4 dB 67.6 dB 0.04% 0.24% Tabelle A.5: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.4 ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max 5MHz (Referenz) 80.3 dB 73.1 dB 71.8 dB 80.7 dB 0.03% 0.15% 20MHz 65.1 dB 59.1 dB 59.2 dB 64.2 dB 0.12% 0.68% 100MHz 35.8 dB 41.5 dB 40.8 dB 35.9 dB 0.82% 5.10% Tabelle A.6: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.5 ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max 5MHz BB @ 2GHz fc 88.5 dB 76.6 dB 74.8 dB 88.9 dB 0.02% 0.07% 20MHz BB @ 2GHz fc 75.7 dB 66.3 dB 66.5 dB 75.3 dB 0.05% 0.28% 100MHz BB @ 2GHz fc 51.0 dB 52.5 dB 52.7 dB 50.4 dB 0.25% 1.66% 5MHz BB @ 6GHz fc 98.3 dB 77.9 dB 75.8 dB 98.1 dB 0.19% 0.65% 20MHz BB @ 6GHz fc 87.0 dB 75.6 dB 75.8 dB 86.8 dB 0.17% 0.68% 100MHz BB @ 6GHz fc 70.7 dB 63.7 dB 64.0 dB 70.0 dB 0.17% 0.62% Tabelle A.7: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.6 A.2. SPEKTRALE EIGENSCHAFTEN UND KONFIGURIERBARKEIT 127 ACLR EVM Bezeichnung L2 L1 U1 U2 rms max 6.5 dB PAPR 51.0 dB 52.5 dB 52.7 dB 50.4 dB 0.25% 1.66% 10.0 dB PAPR 46.9 dB 52.1 dB 51.4 dB 46.2 dB 0.24% 2.17% Tabelle A.8: Zahlenwerte zu den Graphen in Abb. 7.7 128 ANHANG A. ANHANG A.3 Messergebnisse Abbildung A.1: Schaltplan des Chipträgers A.3. MESSERGEBNISSE 129 Abbildung A.2: Simulationsergebnisse der Einzeltonmessung bei 900MHz mit verschiede- nen Betriebsspannungen U3 Abbildung A.3: Simulationsergebnisse der Einzeltonmessung bei 2GHz mit verschiedenen Betriebsspannungen U3 130 ANHANG A. ANHANG A.4 Abkürzungsverzeichnis 5G PPP 5G Infrastructure Public Private Partnership ACLR Adjacent Channel Leakage Ratio ACLR L2 ACLR zwischen Sendekanal und dem 2. unteren Seitenkanal ACLR L1 ACLR zwischen Sendekanal und dem 1. unteren Seitenkanal ACLR U1 ACLR zwischen Sendekanal und dem 1. oberen Seitenkanal ACLR U2 ACLR zwischen Sendekanal und dem 2. oberen Seitenkanal ACPR Adjacent Channel Power Ratio – Reziprokwert der ACLR AFDPWM Aliasing-Free Discrete Pulse Width Modulation AM Amplitudenmodulation ASIC Application Specific Integrated Circuit ASK Amplitude Shift Keying BB Basisband BPDSM Band-Pass Delta-Sigma Modulation BPF Bandpassfilter CDSM Complex Delta-Sigma Modulation CE Coding Efficiency CMCS Current Mode Class S CMOS Complementary Metal-Oxide-Semiconductor DAC Digital to Analog Converter DPD Digital Predistortion DPLL Digital Phase-Locked Loop DPWM Discrete Pulse Width Modulation DSM Delta-Sigma Modulator DSPWM Delta-Sigma Pulse Width Modulation DTC Dead Time Control EDSM Envelope Delta-Sigma Modulation EVM Error Vector Magnitude FCC Federal Communications Commission FD-MIMO Full Dimension Multiple Input Multiple Output FFT Fast Fourier Transform FPGA Field Programmable Gate Array HEMT High Electron Mobility Transistor HF Hochfrequenz IA Intelligent Antenna IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers IFPWM Intermediate Frequency Pulse Width Modulation LPDSM Low Pass Delta-Sigma Modulator LTE Long-Term Evolution MIM-Kondensator Metal-Insulator-Metal Kondensator MIMO Multiple Input Multiple Output MLCC Multi-Layer Ceramic Capacitor MMIC Monolithic Microwave Integrated Circuit NRZ Non-Return-to-Zero OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing OSA Oppertunistic Spectrum Access PAPR Peak-to-Average Power Ratio A.4. ABKÜRZUNGSVERZEICHNIS 131 PLL Phase-Locked Loop PLM Pulsed Load Modulation PMC-EDSM Phase-Modulated Carrier Clock EDSM PSK Phase-Shift Keying PSM Pulse Skip Modulation PWM Pulse Width Modulation QAM Quadrature Amplitude Modulation RFDAC Radio Frequency Digital to Analog Converter rms Root Mean Square SDMA Space-Division Multiple Access SDR Software Defined Radio SNR Signal to Noise Ratio VLSI Very-Large-Scale Integration VMCS Voltage Mode Class S WCDMA Wideband Code Division Multiple Access WSD White Space Device ZVS Zero Voltage Switching 133 B Literaturverzeichnis [1] IBM, Customer Engineering Reference Manual, 736 Power Supply, 741 Power Supply, 746 Power Distribution Unit, 1958. Verfügbar un- ter: http://bitsavers.informatik.uni-stuttgart.de/pdf/ibm/704/223-6818_704_CE_ Manual/736_741_746_PwrSupply_CE_Oct58.pdf [2] D. Paynter, “A transistor power converter-amplifier,” in 1959 IEEE International Solid-State Circuits Conference. Digest of Technical Papers. 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